2.3 功率晶体管

2.3.1 功率晶体管的结构

功率晶体管是一种双极型大功率高反压晶体管，因为其功率甚大所以又称做巨型晶体管，简称GTR。GTR是由三层半导体材料两个PN结组成的，三层半导体材料的结构形式可以是PNP，也可以是NPN。大多数双极型功率晶体管是在重掺杂的N+硅衬底上，用外延生长法在N+上生长一层N漂移层，然后在漂移层上扩散P基区，接着扩散N+发射区，因此称为三重扩散。基极与发射极在一个平面上做成叉指形以减小电流集中和提高器件电流处理能力。NPN三重扩散台面型GTR的结构剖面示意图如图2-21（a）所示，图中掺杂浓度高的N+区称为GTR的发射区，其作用是向基区注入载流子。基区是一个厚度为几微米至几十微米之间的P型半导体薄层，它的任务是传送和控制载流子。集电区N+是收集载流子的，常在集电区中设置轻掺杂的N-区以提高器件的耐压能力。不同类型半导体区的交界处则形成PN结，发射区与基区交界处的PN结J1称为发射结；集电区与基区交界处的PN结J2称为集电结。两个PN结J1和J2通过很薄的基区联系起来，为了使发射区向基区注入电子，就要在发射结上加正向偏置电压UEE（简称正偏电压），要保证注入到基区的电子能够经过基区后传输到集电区，就必须在集电结上施加反向偏置电压UCC（简称反偏电压），如图2-21（b）所示。

功率晶体管大多做功率开关使用，对它的要求主要是有足够的容量（高电压、大电流）、适当的增益、较高的工作速度和较低的功率损耗等。由于功率晶体管的功率损耗大、工作电流大，因此必须注意其工作时出现的基区大注入效应、基区扩展效应和发射极电流集边效应等问题。

基区大注入效应是指基区中的少数载流子浓度达到或超过掺杂浓度时器件的注入效率降低，少数载流子扩散系数变大，体内少数载流子寿命下降，以致严重影响GTR的电流增益的现象。

基区扩展效应是指在大电流条件下有效基区变宽的效应。器件在小电流状态工作时的集电结宽度主要由基区掺杂浓度决定，因此其增益β值是固定的；但在大电流条件下，由于基区中少数载流子大量增加造成集电结宽度收缩，因而使有效基区变宽。基区的扩展导致注入效率降低，增益β下降、特征频率减小。

发射极电流集边效应也称基极电阻自偏压效应，是由于在大电流条件下基区的横向压降使发射极电流分配不均匀所造成的。在这种情况下，电流的分布较多地集中在靠近基极的发射极周边上，引起电流的局部集中而导致局部过热。

为了减小三种物理效应的影响，必须在结构上采取适当措施以保证适合大功率应用的需要。目前常用的GTR器件有单管、达林顿管和模块三大系列。

1．单管GTR

NPN三重扩散台面型结构是单管GTR的典型结构，这种结构可靠性高，能改善器件的二次击穿特性，易于提高耐压能力，并且易于耗散内部热量。GTR是用基极电流控制集电极电流的电流型控制器件，N漂移层的电阻率和厚度决定器件的关断能力，电阻率高厚度大则可使关断能力提高，但却导致导通饱和电阻的增大和电流增益的降低。一般单管GTR的电流增益都很低，约10～20。

2．达林顿管GTR

电流增益低将给驱动电路造成负担，达林顿结构是提高电流增益的一种有效方式。达林顿结构由两个晶体管或多个晶体管复合而成，可以是PNP型也可以是NPN型，其性质由驱动管来决定。图2-22（a）为两个NPN管组成的达林顿管GTR，当然其性质是NPN型；图2-22（b）为由PNP型晶体管和NPN型晶体管组成的达林顿管GTR，其性质为PNP型。图中的VT1为驱动管，VT2为输出管。达林顿管GTR的共射极电流增益β值大大提高，但饱和压降UCES也较高且关断速度较慢。图2-22（c）为实用的达林顿连接方式。由图可见驱动管VT1的发射极电流IC1等于输出管VT2的基极电流IB2，因此有下述关系：

式中，β≈β1β2。式（2-1）意味着晶体管VT1、VT2已复合，等效为一个电流增益为β的晶体管，复合管的集电极电流IC=IC1+IC2，基极电流IB=IB1，发射极电流IE≈（1+β）IB1。达林顿GTR的电流增益可为几十倍至几千倍。

达林顿连接方式虽然提高了电流增益，但饱和压降却增加了。由于驱动管VT1的集电极和发射极分别与输出管VT2的集电极和基极连接，而VT1的集电极电位又永远高于它的发射极电位，因此VT2的集电结永远不会处于正向偏置状态。也就是说，达林顿GTR中驱动管VT1可以饱和，而输出管VT2却永远不会饱和，因而其饱和压降UCE较高，增加了导通损耗。达林顿管GTR的饱和管压降可表示为

图2-22中的电阻R1和R2提供反向漏电流通路，提高复合管的温度稳定性。

达林顿管GTR的开关速度慢，主要是因为无论是导通或是关断时总是先要驱动管工作，然后才是输出管工作，因此开关时间长。为了加快VT2的开关速度，必须使VT2与VT1同时动作。为此加入了图2-22中所示的二极管VD1，当输入信号反向关断晶体管时，输入反向驱动信号经VD1也加到VT2基极，VD1为反向IB2提供了通路，加速了VT2的关断过程。

3.GTR模块

目前作为大功率开关应用最多的还是GTR模块，它将GTR管芯、稳定电阻R1、R2，加速二极管VD1及续流二极管VD2等组装成一个单元，然后根据不同用途将几个单元电路组装在一个外壳之内构成模块。将上述单元电路集成制作在同一硅片上，大大提高了器件的集成度，使其小型化、轻量化，性/价比大大提高。图2-23所示为由两个三级达林顿管GTR及其辅助元器件构成的单臂桥式电路模块的等效电路。为了便于改善器件的开关过程和并联使用，中间级晶体管的基极均有引线引出，如图中BC11、BC12等端子。目前生产的GTR模块可将多达6个互相绝缘的单元电路做在同一模块内，可很方便地组成三相桥。

2.3.2 特性与参数

1．静态特性与参数

1）共射极电路的输出特性

共射极电路的输出特性是指集电结的电压—电流特性，如图2-24所示。图中，将GTR的工作状态划分为4个明显不同的区域：关断区、线性区、准饱和区和深饱和区。关断区又称为截止区，其特征类似于开关处于断态的情况。该区对应于基极电流IB为零的条件，GTR承受高电压而仅有极小的漏电流存在。在这一区域，发射结和集电结均处于反向偏置状态。线性区又称放大区。晶体管工作在这一区域时，集电极电流与基极电流呈线性关系，特性曲线近似平直。该区的特点是集电结仍处于反向偏置而发射结为正向偏置状态。对工作于开关状态的GTR来说，应当尽量避免工作于线性区，否则功耗将会很大。深饱和区的特征类似于开关处于导通时的情况，在这一区域中，基极电流变化时，集电极电流不再随之变化，电流增益与导通电压均很小。工作于这一区域的GTR，其发射结和集电结均处于正向偏置状态。准饱和区是指线性区与深饱和区之间的一段区域，即特性曲线明显弯曲的部分。在此区域中，随着基极电流的增加，开始出现基区宽度调制效应，电流增益开始下降，集电极电流与基极电流之间不再呈线性关系，但仍保持着集电结反向偏置、发射结正向偏置的特点。

2）饱和压降特性

处于深饱和区的GTR集电极电压被称做饱和压降，用UCES表示。此时的基射极电压称做基极正向压降，用UBES表示。本来它们是GTR输出特性和输入特性的一个局部，但在大功率应用中变成了两项重要指标，因为它们直接关系到器件的导通功率损耗，有必要较详细地分析讨论。工作于深饱和区的GTR等效电路如图2-25所示。图中，UC、UE分别表示饱和状态时集电结和发射结上的压降。这两个PN结均为正向偏置状态。rB表示基区横向电阻，rCS和rES分别表示集电区和发射区的等效体电阻。按照等效电路的关系可得以下关系式

一般情况下，由于发射区掺杂浓度极高，rES可以忽略。

图2-26所示为Marconi公司生产的TC35—400型50A GTR的典型饱和压降特性曲线，该器件的直流电流增益β=5。由图可以看出，饱和压降UCES随着集电极电流增加而增加；在IC不变的情况下，UCES则随壳温的增加而增加，图中TC为管壳温度。

图2-27所示为同一器件的基极正向压降特性曲线，由图可以看出，基极正向压降UBES也是随集电极电流的增加而增加，由于UBES是由UE和IBrB两项组成的，其中UE是负温度系数而rB是正温度系数，所以UBES与温度的关系要复杂一些。在小电流情况下UE起主导作用，温度增加UBES减小；在大电流情况下IBrB起主要作用，因此温度增加UBES亦随之增加。表现在图2-27中则是对应两种不同温度下的基极正向压降特性曲线有交点，在交点的左侧为小电流条件，温度高时UBES较低；在交点的右侧为大电流条件，温度高时UBES则较高。

达林顿结构的GTR不可能进入深饱和区，因而饱和压降大。

3）共射极电流增益β

共射极电流增益β是指共射极电路中GTR集电极电流IC与基极电流IB的比值，它表示GTR的电流放大能力。图2-28所示为在不同壳温和不同集电极通态电压时共射极电流增益β与集电极电流IC的关系曲线。图2-28（a）中曲线βF的下角字符F表示器件为正向接法，如图2-28（b）所示；图2-28（a）中的下角字符R表示器件为反向接法，其电路如图2-28（c）所示。曲线的测试条件为：管壳温度TC为25℃, UC E为2 V 曲线的测试条件是：TC为25℃, UC E为400V 曲线的测试条件是：TC=125℃, UCE为2V; βR曲线的测试条件是：TC=25℃, UCE为-2V。图2-28中各曲线说明GTR的共射极电流增益β并不是一个固定的常数，它随管壳温度TC和集电极电流IC的变化而变化。

综合三条曲线的变化规律可以看出，对正向偏置情况，在小电流条件下，β随集电极电流IC减小而减小，这是因为此时发射结空间电荷区的复合电流在发射极电流中占的比例较大，从而使注入效率减小的缘故。随着IC的增加，复合电流的影响减弱，注入效率提高，β则随之增大。当复合电流的影响可以忽略时，增益值可达其最大值βmax。以后当IC很大时，由于基区大注入效应和基区扩展效应的影响使β值迅速减小。

比较曲线和可以看出，在管壳温度TC和集电极电流IC相同的条件下，正向电流增益βF随集电极电压UCE的增加而增加。这是因为集射极电压的增加相当于增大了集电结的反向偏置电压，使集电结变厚，基区宽度扩展效应削弱，并提高了GTR的电流传输能力，因而使β值随集电极电压的增加而增加。

比较曲线和3可以看出，在中间电流范围内，β值随温度的增加而增加；在大电流情况下，β值将随温度的增加而减小。

GTR在反向接法时，由于把原来的集电区作为发射区使用，其掺杂浓度低，注入能力很小，因此反向电流增益βR很小。

4）最大额定值

最大额定值是指允许施加于GTR上的电压、电流、耗散功率及结温等的极限数值。它们是由GTR的材料性能、结构方式、制造工艺等因素所决定的，在使用中绝对不能超越这些参数极限。

（1）最高集电极电压额定值

最高集电极电压额定值是指集电极的击穿电压值，它不仅因器件的不同而不同，即使是同一器件，也会由于基极电路条件的不同而不同。图2-29所示为GTR在不同接线方式下的最高集电极电压额定值，包括UCBO、UCEO、UCES、UCER和UCEX。图2-29（a）为发射结开路时集电结承受电压的情况，图2-29（b）为发射结开路时集射极间加电压的情况，图2-29（c）为发射结短路条件下集射极间加电压的情况，图2-29（d）为发射结间有外接电阻的情况，图2-29（e）则为发射结接有反向偏压的情况。图2-29（f）画出了上述五种接线方式下各自相应的伏安特性曲线，分别用B、E、S、R、X表示，相应的击穿电压用UCBO、UCEO、UCES、UCER和UCEX表示。图中的Ua和Ub则表示IB=0和IE=0情况下对应电流失控时的电压值。一般情况下

Ub＞UCEX＞UCES＞UCER＞Ua

此外，还有发射极电压最大额定值，它是指在集电极开路条件下发射结允许的最高反向偏置电压值，用UEBO表示。由于发射区掺杂浓度很高，具有很高的注入效率，所以UEBO通常只有几伏，典型值为8V。

为防止器件在使用时因电压超过极限值而损坏，除适当选用管型外，还需增设若干过电压保护措施，以确保工作安全。

（2）最大电流额定值

在大电流条件时出现的基极大注入效应、基极扩展效应和发射极集边效应会使GTR的电气性能变差，甚至使器件损坏，因此必须注意规定集电极电流的最大额定值ICM。对于ICM的规定有两种方法：一种是以β值的下降情况为尺度来确定ICM，一般以β值下降到额定值的1/2～1/3时的IC值定为ICM。另一种是以结温和耗散功率为尺度来确定ICM，这主要是考虑到GTR在低压范围内使用时，饱和压降对功率损耗的影响已不可忽视，在这种情况下，允许以耗散功率的大小来确定ICM值。

还有最大脉冲电流的额定值，定额的依据是引起内部引线熔断的集电极电流，或是引起集电结损坏的集电极电流；或以直流ICM的1.5～3倍定额脉冲ICM。

基极电流也有最大额定值的规定，常用IBM来表示。IBM规定为内引线允许流过的最大基极电流，通常取IBM≈（1/2～1/6）ICM。与ICM相比通常裕量很大。

（3）最高结温额定值

GTR的最高结温TjM由半导体材料性质、器件钝化工艺、封装质量及它们的可靠性要求等因素所决定。一般情况下，塑料封装的硅管结温TjM为125～150℃，金属封装的硅管TjM为150～175℃，高可靠平面管的TjM为175～200℃。

（4）最大功耗额定值

最大功耗额定值PCM是指GTR在最高允许结温时所对应的耗散功率，它受结温的限制，其大小主要由集电结工作电压和集电极电流的乘积决定。由于这部分能量将转化为热能并使GTR发热，因此GTR在使用中的散热条件是十分重要的，如果散热条件不好，器件会因温度过高而损坏。

2．动态特性与参数

动态特性描述GTR开关过程的瞬态性能，又称开关特性。PN结承受正向偏置时表现为两个电容：势垒电容和扩散电容。承受反向偏置时只表现为势垒电容。在稳态时这些电容对GTR的工作特性没有影响；而在瞬态时，则由于电容的充、放电作用影响GTR的开关特性。此外，为了降低导通时的功率损耗，常采用过驱动的方法，使基区积累了大量的过剩载流子，在关断时这些过剩载流子的消散严重影响关断时间。图2-30所示为用Marconi公司生产的TC40U—400型GTR动态特性试验电路与集电极电流波形图。试验电路参数：电源UCC=200V，负载电阻RC=10Ω，基极限流电阻1 2 ，集电极电流IC=10A，正向基极驱动电流1 ，反向基极驱动电流，结温Tj为25℃。

整个工作过程分为导通过程、导通状态、关断过程、关断状态4个不同阶段。图中导通时间ton对应着GTR由截止到饱和的导通过程，关断时间tof对应着GTR由饱和到截止的关断过程。在导通与关断状态的转换过程中，GTR的工作点应尽量避开或尽快通过其伏安特性的线性工作区，以减小功耗。

导通时间ton包括延迟时间td和上升时间tr；关断时间tof包括存储时间ts和下降时间tf。

一般导通时间均为纳秒的数量级，比关断时间小得多，故在产品手册中一般不给出该参数。关断时间的数值都在微秒数量级（ts为3～8μs, tf大约为1μs）。为了缩短关断时间可采取以下措施：选择电流增益小的器件，防止深饱和，增加反向驱动电流。

集电极电压上升率du/dt是动态过程中的一个重要参数，过去很少被人重视。自从GTR桥式变流电路被广泛采用后，由于du/dt产生的过损耗现象严重地威胁着器件和电路的安全，才迫使人们认真加以考虑。当基极开路时，集电极-发射极间承受过高的电压上升率du/dt，便会通过集电结的寄生电容流过容性位移电流。由于基极是开路的，该容性位移电流便注入发射结形成基极电流且被放大β倍，形成集电极电流，若GTR的β值很大，将会迫使GTR进入放大区运行，有可能因瞬时电流过大而产生二次击穿导致损坏。另外在GTR换流期间，集电结中储存的少数载流子被全部抽走之前，有可能使正在关断的GTR重新误导通。在桥式电路中将会出现桥臂直通故障。为了抑制过高的du/dt对GTR的危害，一般在集电极-发射极间并联一个RCD缓冲网络。

3．二次击穿与安全工作区

1）二次击穿特性

前述的最高集电极-发射极间电压额定值UCEO又称为一次击穿电压值，发生一次击穿时反向电流急剧增加。如果有外接电阻限制电流的增长时，一般不会引起GTR特性变坏；但如果不加限制，就会导致破坏性的二次击穿。所谓二次击穿是指器件发生一次击穿后，集电极电流继续增加。在某电压电流点产生向低阻抗区高速移动的负阻现象。二次击穿用符号S/B表示。二次击穿时间在纳秒至微秒的数量级之内，即使在这样短的时间内，它也能使器件内出现明显的电流集中和过热点。因此，一旦发生二次击穿，轻者使GTR耐压降低、特性变差，重者使集电结和发射结熔通，使GTR受到永久性损坏。

二次击穿按晶体管的偏置状态分为两类：基极-发射极正偏，GTR工作于放大区的二次击穿称正偏二次击穿；基极-发射极反偏，GTR工作于截止区的二次击穿称为反偏二次击穿。

2）安全工作区

GTR在运行中受到电压、电流、功率损耗及二次击穿等定额的限制。厂家一般把它们画在双对数坐标上。以安全工作区的综合概念提供给用户。安全工作区简称SOA，是指GTR能够安全运行的范围，又分为正向偏置安全工作区（FB-SOA）和反向偏置安全工作区（RBSOA）。正向偏置安全工作区如图2-31所示，是由双对数直角坐标系中ABCDE折线所包围的面积。AB段表示最大集电极电流ICM的限制，BC段表示最大允许功耗PCM的限制，CD段表示正向偏置下二次击穿触发功率PS/B的限制，DE段则为最大耐压UCEO的限制。图中标有DC字样的折线是在直流条件下的安全工作区，称为直流安全工作区，它对应于最恶劣的条件，是GTR可以安全运行的最小范围。其余折线图形对应于不同导通宽度的脉冲工作方式，随着导通时间的缩短，二次击穿耐量和允许的最大功耗均随之增大，安全工作区向外扩大。当脉冲宽度小于1μs时，相应的安全工作区变为由ICM和UCEO所决定的矩形。

反向偏置安全工作区如图2-32所示，它表示GTR在反向偏置下关断的瞬态过程。基极反向关断电流IBR越大，其安全工作区越小。

安全工作区是在一定的温度条件下得出的，如环境温度25℃或壳温75℃等，使用时若超过上述指定温度值，允许功耗和二次击穿耐量都必须降额。

4．温度特性与散热

半导体器件的共同缺点是其特性参数受温度影响大，除了前述若干特性随着温度升高而变差外，由于温度升高将使UCES升高，IC也将增大，输出功率下降，最大允许功耗和二次击穿触发功率均要下降，结果使安全工作区面积缩小。必须采取有效散热措施，选配适当的散热器，根据容量等级采用自然冷却、风冷或沸腾冷却方式，确保GTR不超过规定的结温最大值。

热损坏由结温过高所致，结温升高由发热引起，发热量则由功耗转变而来。因此，若能从根本上减小GTR的功耗就可确保其安全可靠地工作。在高频大功率开关条件下工作的GTR，其功耗由静态导通功耗、动态开关损耗和基极驱动功耗三部分组成。设法降低导通电压、采用各种缓冲电路改变GTR的开关轨迹等，均可达到减小GTR功耗的目的。

2.3.3 GTR的驱动与保护

1．驱动电路设计原则

从GTR基本特性可知，它是一种具有自关断能力的全控型电力半导体器件。在设计基极驱动电路时，必须考虑最优化驱动特性、驱动方式和快速自动保护功能。

1）最优化驱动特性

最优化驱动特性就是以理想的基极驱动电流波形去控制GTR的开关过程，以便提高开关速度、减小开关损耗。最优化的基极驱动电流波形如图2-33所示。要保证在GTR导通时基极电流具有快速的上升沿并有短时过冲，以加速导通过程；在GTR导通期间应使其在任何负载条件下都保证正向饱和压降UCES较低，以便获得低的导通损耗，但有时又为了减小存储时间提高开关速度，希望维持在准饱和状态；在关断瞬时，应能提供足够的反向基极驱动，以迅速抽出基区的过剩载流子，缩短关断时间，减小关断损耗。

2）驱动方式

根据主电路的结构与工作特点及它和驱动电路间的连接关系，可以有直接驱动方式和隔离驱动方式两种选择。直接驱动方式又分为简单驱动、推挽驱动和抗饱和驱动等形式。在很多场合下主电路和控制电路之间必须隔离，以保证电路的安全并提高抗干扰能力。隔离的方式有光电隔离和电磁隔离两种，光电隔离的缺点是响应时间较长，而电磁隔离的缺点是体积、重量较大。

3）快速自动保护功能

GTR的基极驱动电路要有快速自动保护功能，以便在故障状态下能快速自动切除基极驱动信号，避免GTR遭到损坏。保护的类型包括抗饱和、退抗饱和、过电流、过电压、过热、脉宽限制等。此外，驱动电路还要有在主电路故障后能及时自动切断与主电路联系的自保护能力。

2．基极驱动电路的基本形式

1）恒流驱动电路

恒流驱动是指GTR的基极电流保持恒定，不随集电极电流变化而变化。为了保证GTR在任何负载情况下都能处于饱和导通，所需的基极电流IB应按GTR最大可能通过的集电极电流ICmax来设计，即

IB＞IC m ax/β

所以，恒流驱动会使空载时饱和深度加剧，存储时间大。为了克服上述弊端常需采用其他辅助措施，并由此演绎出两种不同类型。

（1）抗饱和电路

抗饱和电路也称贝克钳位电路，其电路如图2-34所示，其目的是将多余的基极电流从集电极引出，使GTR在不同集电极电流情况下都处于准饱和状态，使集电结处于零偏置或轻微正向偏置的状态。图中VD1、VD2为抗饱和二极管，VD3为反向基流提供回路。轻载时，当GTR饱和深度加剧而使UCE减小时，A点电位高于集电极电位，二极管VD2导通，将IB′分流，使流过二极管VD1的基极电流IB减小，从而减小了GTR的饱和深度。

抗饱和电路可以缩短存储时间，使在不同负载情况下及使用离散性较大的GTR时存储时间趋向一致，但需增加两个二极管，钳位二极管VD2必须是快速恢复二极管且其耐压必须和GTR的耐压相当。由于电路工作于准饱和状态正向压降增加，增大了导通损耗。

（2）截止反偏驱动电路

为了减小存储时间，加速GTR关断，常采用截止反偏驱动以迅速抽出基区的过剩载流子。形成截止反偏的电路有多种，现介绍几种常见电路。

① 单极性脉冲变压器驱动电路。较简单的单极性脉冲变压器截止反偏驱动电路如图2-35所示，它实际上是一个小功率单端正激式变换器。当驱动管VT导通时，在变压器次级绕组N2上感生电动势向GTR提供正向基极电流，使GTR导通，二极管VD由于N3上感应电动势反偏而截止，VT截止时，各绕组感应电动势反向，N2上的反向电压作为GTR的反偏电压，使GTR迅速关断。GTR截止后，二次绕组N2开路，变压器铁芯的磁场能量则通过绕组N3及二极管VD反馈回电源。可见反偏电压是导通时间的函数。这种电路简单，但有直流磁化现象，铁芯体积较大。

② 电容储能式驱动电路。图2-36所示为利用电容储能来获得反向偏置的驱动电路。当输入信号ui为高电平，变压器绕组星号端为正极性时，在变压器次级绕组N2上产生正向驱动电压，并经GTR的发射结对储能电容C充电。二极管VD2导通，晶体管VT被VD2的正向压降和C两端的充电电压反向施偏置而截止。当ui为低电平时，VD2截止。电容C通过正在导通的GTR的发射结、N2和R2驱动晶体管VT饱和导通，使电容C上电压反向施加于GTR的发射结上，放电电流使GTR基区的过剩载流子迅速抽出而关断。GTR关断后，电容C上的储能通过R1、VD1、R2和VT的发射结继续释放，并且应于GTR再次导通前放电完毕。

③ 固定反偏互补驱动电路。图2-37所示为固定反偏互补驱动电路。晶体管VT2和VT3组成互补驱动级，当ui为高电平时，晶体管VT1和VT2导通，正电源+UCC经过电阻R3和VT2向GTR提供正向基极电流，使GTR导通。当ui为低电平时，VT1和VT2截止而VT3导通，负电源-UCC加于GTR的发射结上，GTR基区中的过剩载流子被迅速抽出，GTR迅速关断。

2）比例驱动电路

比例驱动就是使GTR的基极电流正比于集电极电流变化，保证在不同负载时器件的饱和深度基本相同，并使轻载时的驱动功率大大减小。

（1）反激式比例驱动电路

反激式比例驱动电路如图2-38所示。该电路由驱动变压器T、晶体管VT、电阻R、二极管VD及稳压管VDZ等元器件构成。当驱动信号ui为高电平时，晶体管VT导通，铁芯在i1 N1作用下磁化并在各绕组中感应出星号端为负的电动势，这样GTR因基极反偏而截止。当ui变为低电平时，晶体管VT截止，电流i1消失，各绕组中感应出星号端为正的电动势，铁芯中的磁场能经GTR的基极回路释放，促使GTR导通，GTR一旦导通则形成集电极电流，该电流经反馈绕组NF使铁芯去磁而脱离饱和，此时NF与NB形成电流互感器的工作状态，iC上升，iB也上升，形成正反馈，使GTR迅速全面导通。

当ui再变为高电平时，晶体管VT又导通，由于iC尚未来得及下降，故各绕组的星号端仍维持为正，VT的导通相当于通过二极管VD将N2绕组短接，迫使各绕组的感应电动势均接近于零。加速电容C上的电压使GTR的发射结反偏，使基区过剩载流子迅速消散，GTR脱离饱和，iC下降使各绕组电动势反向，NB上的电动势继续使GTR反偏，加速iC下降直至GTR被关断，等待下次驱动信号的到来。

（2）具有强制导通和强制关断的比例驱动电路

一般的比例驱动电路主要靠正反馈加速GTR的导通过程，但当工作频率较高时，由于分布参数的影响使导通速度变慢，可采用如图2-39所示的强制导通与强制关断的比例驱动电路。

当ui为低电平时，驱动管VT截止，GTR也截止，其集电极为高电平。当ui由低变高时，驱动管VT导通，GTR集电极的高电平通过二极管VD2和VT为GTR提供很大的正向基极电流，迫使GTR迅速导通。同时，通过电流互感器TA的作用，在TA二次绕组N2上产生与GTR集电极电流iC成正比的电流，并经VD1、VT及GTR的发射结而流通，成为GTR的比例驱动电流。

当ui为低电平时，VT截止，i2=0，互感器TA各绕组电压上升。N3上星号端为正的电压使VDZ1击穿并反向加于GTR的发射结上，此时，流过N3的电流i3也正比于iC，并且成为GTR的反向基流，起比例反驱动作用，迅速抽出基区剩余载流子，减小了存储时间。该电路驱动性能好，但电路较复杂。

3．过电流的检测与保护

1）状态识别法

过电流的出现是由于GTR处于过载或短路的故障状态，此时随着集电极电流的剧烈增加，其基极电压UBE和集电极电压UCE均发生相应变化。在基极电流和结温一定时UBE随IC正比变化，可以利用这一特性对GTR进行过载和短路过电流保护，检测基极电压UBE与预定的基准值进行比较后，即可发出命令切断GTR驱动信号。与此相同，检测UCE也可达到过电流保护的目的，但是UCE的变化比UCE缓慢，而且UCE受温度影响严重。

检测UBE比检测UCE更有利，因为GTR在短路情况下导通时，检测UBE确认故障的时间快。能在退饱和保护电路封锁的几微秒内起保护作用；检测UBE也有一定缺点，即在较轻的过载情况下其灵敏度低。恰好检测UCE的方法适宜于过载电流的保护而不适于短路电流的保护。将两种检测结合起来可产生良好的过电流保护效果。

图2-40（a）为GTR的基极正向压降特性曲线，管型为MJ10025，测试条件为IB=0.25A、TC=25℃。图4-40（b）为基极电压UBE识别电路实例。GTR的基极电压UBE与基准值电压UR通过比较器进行比较，正常工作条件下UBE＜UR，比较器输出低电平保证驱动管VT导通，一旦UBE高于UR，比较器输出高电平使驱动管VT截止，关断了GTR的驱动信号，关断已经过流的GTR。

集电极电压的识别如图2-41所示。图2-41（a）为GTR的饱和压降特性曲线，管型为MJ10044，测试条件为IC=20IB。由图可知，GTR工作在饱和区和准饱和区时，UCE一般在0.8～2V之间，当负载过电流或由于基极驱动电流不足均会引起GTR退出饱和区进入线性区，导致UCE迅速增大，功耗猛增以致使器件损坏，这种抗饱和的保护电路见图2-41（b）。它和图2-40（b）是完全相似的，只是被检测的电压不是UBE而是UCE。这种电路在GTR导通前处于截止状态，UCE≥UR，保护环节封锁导通电路，为了保证GTR的正常导通需加导通启动电路，通过电容C提供驱动管的初始基极电流使GTR强制导通，此后UCE＜UR，驱动电路提供持续的基极电流使GTR保持导通状态。这种方法的缺点是存在“保护盲区”，由于GTR导通时要先封锁保护电路，只有在GTR导通之后保护电路才能投入工作，因此若在导通过程最初的若干微秒内发生短路，该电路无法实现保护。

2）桥臂互锁保护法

桥式变换器在运行中因GTR关断时间过长、驱动信号失误重叠，或某个GTR损坏，均可能导致桥臂短路故障，造成器件损坏。这就要求同一桥臂中的两个GTR互锁，即只有确认某个GTR关断后另一个才能导通。这种互锁保护电路是经过与门逻辑判断来实现的，其原理如图2-42所示。图中上桥臂VT1（GTR）的基极驱动电路受下桥臂零电流互锁信号控制；而下桥臂VT2（GTR）的基极驱动电路又受上桥臂零电流互锁信号的控制，这样就能保证在任何时刻只有一个GTR导通，防止两管同时导通造成直接短路。

但是在GTR中的集电极电流和电压在某些负载条件下会产生相位移，GTR虽然处于导通状态，却有可能无集电极电流流通，因此有时检测集电极电流或发射极电流并不能正确判断GTR是否关断。GTR关断状态的判断可以通过检测其发射结电压UBE的方法来实现。图2-43（a）为达林顿管GTR在关断过程中UCE、IC及UBE的变化过程，可见检测UBE的大小可以判断GTR是否关断。识别UBE的具体电路如图2-43（b）所示，例如，对于型号为ESM6045D的器件当基极电压达到-4V时，GTR即可靠关断，这时恒流源电路中的发光二极管流过稳定的电流，可用发光二极管的光信号来代表GTR已经关断的信号，并用它来对桥臂上的另一个GTR进行控制。

采用桥臂互锁保护法不但能提高可靠性，而且可改进系统的动态调整性能，提高系统的工作速度。

3）LEM模块保护法

LEM模块是一种磁场平衡式霍尔电流传感器，其反应速度为1μs，一次侧、二次侧绝缘性能达2kV，由于它无惯性、线性度好，装置又简单，成为自关断器件过电流保护的佼佼者。霍尔电流传感器是一种半导体器件，其工作原理如图2-44（a）所示，在厚度为d的半导体基片的垂直方向设置磁场B，当沿纵长方向通过引线1、2引入电流IC时，在基片的两个长边之间便产生电压，这就是霍尔效应。电流引线称为电流极，电压引线3、4称为霍尔电压输出级。霍尔电压的大小为

LEM模块的电路工作示意图如图2-44（b）所示，由主回路（一次侧）、聚磁环、霍尔传感器、二次绕组、放大电路、显示系统等部分组成。当主回路流过大的电流Ip时，在导线周围产生一个强的磁场，经聚磁环聚集后感应出霍尔电动势，使之有一个输出信号，再经放大器放大后获得一个补偿电流Is, Is经过多匝的二次绕组产生补偿磁场，与Ip产生的主磁场相反，于是霍尔器件的输出逐渐减小，最后当两个磁场相等时Is不再增加，这时霍尔器件就起到指示零磁通的作用。从宏观上看，任意时刻二次电流的安匝数都与一次电流形成的安匝数一样，只要测得二次绕组的小电流，就可知道一次侧的大电流。它既可测量直流，又可测量交流，还可测量脉冲电流。不但响应速度快而且与被测电路绝缘。因此LEM模块成为快速过电流检测和保护的理想器件。