2.5 绝缘栅双极型晶体管

2.5.1 绝缘栅双极型晶体管的工作原理与特性

1.IGBT的工作原理

绝缘栅双极晶体管简称IGBT，是由MOSFET和晶体管技术结合而成的复合型器件，在开关电源和要求快速、低损耗的领域备受青睐。

图2-74所示为IGBT的结构剖面图。由图可知，IGBT是在功率MOSFET的基础上发展起来的，两者结构十分类似，不同之处是IGBT多了一个P+层发射极，可形成PN结J1，并由此引出漏极；门极和源极与MOSFET相似。

IGBT按缓冲区的有无来分类，缓冲区是介于P+发射区和N-漂移区之间的N+层。无缓冲区N+的称为对称型IGBT，也称非穿通型IGBT；有N+缓冲区的称为非对称型IGBT，也称穿通型IGBT。因为结构不同造成其特性亦不同，非对称型IGBT由于存在N+区，反向关断能力弱，但其正向压降低、关断时间短、关断时尾部电流小。与之相反，对称型IGBT具有正反向关断能力，其他特性却不及非对称型IGBT。

IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR，其简化等效电路如图2-75（a）所示，N沟道IGBT的图形符号如图2-75（b）所示。对于P沟道IGBT，其图形符号中的箭头方向恰好相反。图中的电阻Rdr是厚基区GTR基区内的扩展电阻。IGBT是以GTR为主导元件， MOSFET为驱动元件的达林顿结构。图示器件为N沟道IGBT, MOSFET为N沟道型， GTR为PNP型。

IGBT的导通与关断是由门极电压来控制的。门极施加正电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP型晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通。在门极上施加负电压时， MOSFET内的沟道消失，PNP型晶体管的基极电流被切断，IGBT即为关断。

当UDS为负时，J3结处于反向偏置状态，类似于反偏二极管，器件呈反向关断状态。

当UDS为正时，有两种可能：

（1）若门极电压小于开启电压，即UG＜UT时，则沟道不能形成，器件呈正向关断状态；

（2）若门极电压大于开启电压，即UG＞UT时，绝缘门极下面的沟道形成，N+区的电子通过沟道进入N-漂移区，漂移到J3结，此时J3结是正向偏置，也向N-区注入空穴，从而在N-区产生电导调制，使器件正向导通。

在器件导通之后，若将门极电压突然减至零，则沟道消失，通过沟道的电子电流为零，使漏极电流有所突降，但由于N-区中注入了大量的电子-空穴对，因而漏极电流不会马上为零，而出现一个拖尾时间。

IGBT结构中寄生着PNPN四层结构，存在着因再生作用而将导通状态锁定起来的可能性，从而导致漏极电流失控，进而引起器件产生破坏性失效。出现锁定现象的条件就是晶闸管的触发导通条件，即

α1+α2=1

IGBT的锁定现象又分为静态锁定、动态锁定及栅分布锁定。静态锁定是IGBT在稳态电流导通时出现的锁定，此时漏极电压低，锁定发生在稳态电流密度超过某一数值的时刻。动态锁定发生在开关过程中，在大电流、高电压的情况下，主要是因为在电流较大时引起α1和α2的增加，以及由过大的du/dt引起的位移电流造成的。栅分布锁定是由于绝缘栅的电容效应，造成在开关过程中个别先导通或后关断的IGBT之中的电流密度过大而形成局部锁定。应当采取各种工艺措施提高IGBT的锁定电流，克服由于锁定而产生失效。

2．基本特性

1）静态特性

IGBT的静态特性包括伏安特性、饱和电压特性、转移特性和静态开关特性。

伏安特性表示器件的端电压与电流的关系。N-IGBT的伏安特性如图2-76（a）所示， IGBT的伏安特性与GTR的基本相似，不同之处是，控制参数是门源电压UGS而不是基极电流。伏安特性分为饱和区（Ⅰ）、放大区（Ⅱ）和击穿区（Ⅲ）。输出电流由门源电压控制，门源电压UGS越大，输出电流ID越大。由图2-74看出，当IGBT关断后，J2结关断正向电压；反向关断电压由J1结承担。如果无N+缓冲区，正、反向关断电压可以做到同样水平，但加入N+缓冲区后，伏安特性中的反向关断电压只能达到几十伏，因此限制了IGBT在需要关断反向电压场合的应用。

IGBT的饱和电压特性如图2-76（b）所示，由图可知，IGBT的电流密度较大，通态电压的温度系数在小电流范围内为负，大电流范围内为正，其值大约为1.4倍/100℃。

IGBT的转移特性曲线如图2-76（c）所示，与功率MOSFET的转移特性相同。在大部分漏极电流范围内，ID与UGS呈线性关系；只有当门源电压接近开启电压UT时才呈非线性关系，此时漏极电流已相当小。当门源电压UGS小于开启电压UT时，IGBT处于关断状态。加在门源之间的最高电压由流过漏极的最大电流所限定。一般门源电压的最佳值可取15V左右。

IGBT的静态开关特性如图2-76（d）所示。当门源电压大于开启电压时，IGBT即导通。IGBT由PNP型晶体管和MOSFET组成达林顿结构，其中PNP为主晶体管，MOSFET为驱动元件。电阻Rdr介于PNP型晶体管基极和MOSFET漏极之间，它代表N-漂移区电阻，一般称为扩展电阻。与普通达林顿结构不同，在等效电路中流过MOSFET的电流是IGBT总电流的主要部分。在这种情况下，通态电压UDS（on）可用下式表示

式中 UJ1——J1结的正向电压，UJ1=0.7～1V；

Udr——扩展电阻Rdr上的压降；

Ron——沟道电阻。

与功率MOSFET相比，IGBT通态压降要小得多，1000V的IGBT约有2～5V的通态压降。这是因为IGBT中N-漂移区存在电导调制效应的缘故。IGBT的通态电流IDS为MOSFET的电流IMOS构成IGBT总电流的主要部分。这种不均衡的电流分配是由IGBT的结构所决定的。

即

因为高压IGBT中PNP型晶体管的放大倍数βPNP＜1，所以PNP型晶体管的基区电流，即

因为IGBT的构成基础是功率MOSFET，通过门源电压可控制IGBT的状态，当UGS＜UT时，IGBT处于关断状态，只有很小的漏电流存在，外加电压由J2结承担，这种关断状态与功率MOSFET基本一致。可见，对称型IGBT具有正、反向关断电压的能力，而非对称型IGBT几乎没有反向关断能力。

2）动态特性

IGBT的动态特性包括导通过程和关断过程两个方面。

IGBT导通时的瞬态过程如图2-77所示。IGBT在降压变换电路中运行时，其电流、电压波形与功率MOSFET导通时的波形相似。这是因为IGBT在导通过程中大部分时间是作为MOSFET来运行的。图中td（on）为导通延迟时间，tri为电流上升时间，UGG+为门源电压。漏源电压的下降时间分为tf1和tf2两段：tf1段曲线为IGBT中MOSFET单独工作时的电压下降时间；tf2段曲线为MOSFET和PNP型晶体管两个器件同时工作时的电压下降时间。tf2时间的长短由两个因素决定：一是在漏源电压降低时，IGBT中MOSFET的门漏电容增加，致使电压下降时间变长，这与MOSFET相似；二是IGBT的PNP型晶体管从放大状态转为饱和状态要有一个过程，这个过程也使电压下降时间变长。由上可知，只有tf2曲线的末尾漏源电压才进入饱和阶段。在UGS的波形图中，从td（on）开始到tri结束阶段，门源电压按指数规律增加。UG S（t）曲线在从tri末尾至tf2结束这段时间内，由于门源间流过驱动电流，门源之间呈现二极管正向特性，所以UGS维持不变。当IGBT完全导通后，驱动结束，UGS（t）重又按指数规律最终达到UGG+值。

在降压变换电路中运行时，IGBT的关断电流、电压波形如图2-78所示。由图可知，在最初阶段里，关断的延迟时间和电压UDS的上升时间trv，由IGBT中MOSFET决定。关断时IGBT和MOSFET的主要差别是电流波形分为tfi1和tfi2两部分，其中tfi1由MOSFET决定，对应于MOS-FET的关断过程，tfi1由PNP型晶体管中存储电荷所决定。因为在tfi1末尾MOSFET已关断，IG-BT又无反向电压，体内的存储电荷难以被迅速消除，所以漏极电流有较长的下降时间。因为此时漏源电压已经建立，过长的下降时间会产生较大的功耗，使结温增高，所以希望下降时间越短越好。IGBT中无N+层缓冲区的，下降时间较短；反之，下降时间则较长。

通过通态电压与快速关断时间的折中，则可以减小下降时间，这一设计思想与一般双极型器件相同。

在实际应用中，用漏极电流的动态波形来确定IGBT的开关时间。漏极电流的导通时间和上升时间分别用ton和tr表示。导通时间包括电流延迟时间和上升时间两部分，如图2-78中td（on）和tri所示。漏极电流的关断时间和下降时间分别用tof和tf表示。关断时间由存储时间和下降时间所组成，如图2-78所示，存储时间又包括td（of）和trv两部分，下降时间则由tfi1和tfi2组成。

IGBT的开关时间与漏极电流、门极电阻及结温等参数有关。图2-79给出了开关时间与漏极电流、门极电阻的关系曲线，图中所示为MG25BZ100型IGBT模块的实测曲线。图2-79（a）为电阻负载时漏极电流与开关时间的关系曲线，测试条件为：UCC=600V, UG S=± 15 V, RG=54 Ω, TC=25℃。图2-79（b）为电阻负载时门极电阻与开关时间的关系曲线，测试条件为：UCC=600V, ID=25A, UGS=±15V, TC=25℃。由曲线可知，随着漏极电流和门极电阻的增加，导通时间ton、上升时间tr、关断时间tof和下降时间tf都趋向增加，尤以门极电阻对开关时间的影响更大。

IGBT的开关损耗与温度有关。图2-80（a）所示为IGBT导通损耗与电流的关系，尽管IGBT的导通损耗较低，但随温度升高而增大。

图2-80（b）所示为IGBT的关断损耗与电流、温度的关系。IGBT的关断损耗随温度上升而增加。

3）擎住效应

IGBT的锁定现象又称擎住效应。由图2-75（a）可知，IGBT复合器件内有一个寄生晶闸管存在，它由PNP型和NPN型两个晶体管组成。在NPN型晶体管的基极与发射极之间有一个体区电阻Rbr，在该电阻上，P型体区的横向空穴流会产生一定压降。对J3结来说，相当于加一个正偏置电压。在规定的漏极电流范围内，这个正偏压不大，NPN型晶体管不起作用。当漏极电流大到一定程度时，这个正偏置电压足以使NPN型晶体管导通，进而使NPN型晶体管和PNP型晶体管处于饱和状态，于是寄生晶闸管导通，门极失去控制作用，这就是擎住效应。IGBT发生擎住效应后，漏极电流增大，造成过高的功耗，最后导致器件损坏。由此可知，漏极电流有一个临界值IDM，大于这个值IGBT就会产生擎住效应。为此，器件制造厂必须规定漏极电流的最大值IDM，以及与此相应的门极-源极间电压的最大值。漏极通态电流的连续值超过临界值IDM时产生的擎住效应称为静态擎住现象。

IGBT在关断的过程中会产生动态的擎住效应。动态擎住所允许的漏极电流比静态擎住时还要小，因此，制造厂家所规定的IDM值是按动态擎住所允许的最大漏极电流而确定的。IGBT在关断时，MOSFET的关断十分迅速，IGBT总电流也很快减小为零。与此相应，J2结的反向电压也迅速建立。此电压建立的快慢由IGBT承受的最大电压上升率du/dt决定。dUDS/dt越大，J2结反向空穴建立得越快；但是dUDS/dt在J2结引起的位移电流CJ2dUDS/dt越大。此位移电流为空穴电流，也称dUDS/dt电流。当dUDS/dt电流流过体区扩展电阻Rbr时，可产生足以使NPN型晶体管导通的正向偏置电压，以满足寄生晶闸管导通擎住的条件。由此可知，动态过程中擎住现象的产生主要由最大电压上升率dUDS/dt来决定，此外还受漏极电流IDM及结温Tj等因素的影响。

为了避免IGBT发生擎住现象，设计电路时应保证IGBT中的电流不超过IDM值；或者用加大门极电阻RG的办法延长IGBT的关断时间，减小最大电压上升率dUDS/dt。总之，IGBT的使用必须避免擎住效应的产生，否则就有烧坏IGBT的危险。

4）安全工作区

导通和关断时，IGBT均具有较宽的安全工作区。

IGBT导通时为正向偏置，其安全工作区称为正向偏置安全工作区，简称FBSOA，如图2-81（a）所示。FBSOA与IGBT的导通时间密切相关，导通时间很短时，FBSOA为矩形方块，随着导通时间的增加，安全工作区逐步减小。直流工作时安全工作区最小。这是因为导通时间越长，发热越严重，因而安全工作区越小。

IGBT关断时为反向偏置，其安全工作区称为反向偏置安全工作区，简称RBSOA，如图2-81（b）所示。RBSOA与FBSOA稍有不同，RBSOA随着IGBT关断时的最大电压上升率dUDS/dt而改变。电压上升率dUDS/dt越大，安全工作区越小。与SCR、GTO等器件一样，过高的最大电压上升率dUDS/dt会使IGBT导通，产生擎住效应。一般通过适当选择门源电压和门极驱动电阻可控制最大电压上升率dUDS/dt，避免IGBT因dUDS/dt过高而产生擎住效应。

最大的漏极电流IDM是根据避免动态擎住而确定的，与此相应还确定了最大的门源电压UG S M。只要不超过UG S M，外部电路发生故障时，IGBT将从饱和状态进入放大状态。漏极电流与漏源电压无关，基本保持为恒定值，如图2-76（a）所示。IGBT的这种特性有利于通过控制门极电压使漏极电流不再增加，进而避免擎住效应的发生。在这种状态下应尽快关断IGBT，避免过量的发热导致器件损坏。当门源电压UGS在10～15V之间工作时，漏极电流可在5～10μs内超过额定电流的4～10倍。在这种情况下仍能用反向偏置的UGS进行关断。若超过此极限，IGBT则有损坏的危险。

最大允许的漏源电压UDSM是由IGBT中PNP型晶体管的击穿电压确定的，实际是由图2-74所示的J2结决定的。目前IGBT的耐压可达1200V。

IGBT的最高允许结温为150℃。IGBT的通态压降UDS（on）基本稳定，不随温度而变，因为IGBT中MOSFET部分的压降是正温度系数，而PNP型晶体管部分的压降是负温度系数，两者相结合使IGBT具有良好的温度特性。

2.5.2 门极驱动

1．驱动条件

IGBT的门极驱动条件密切地关系到它的静态特性和动态特性。门极电路的正偏压UGS、负偏压-UGS和门极电阻RG的大小，对IGBT的通态电压、开关时间、开关损耗、承受短路能力及du/dt电流等参数有不同程度的影响。门极驱动条件与器件特性的关系见表2-2。门极正电压UGS的变化对IGBT导通特性、负载短路能力和dUDS/dt电流有较大影响，而门极负偏压则对关断特性的影响较大。在门极电路的设计中，必须注意导通特性、负载短路能力和由dUDS/dt电流引起的误触发等问题。为了说明数量上的大致关系，以富士公司的2MB150-060型IGBT模块为例，说明门极驱动电路条件对各特性参数的影响情况。

1）正偏电压UGS的影响

IGBT的门极驱动电路如图2-82（a）所示，图2-82（b）则给出了通态电压UDS与UGS的关系曲线。由图可知，当UGS增加时，通态压降下降。对漏极额定电流ID为50A的IGBT，选择UG S为15V较为合理。在这一点通态电压接近饱和值，是IGBT工作的最佳点。此外，从图2-82（b）还可以看出，IGBT的漏极额定电流ID增加，通态电压也增加。

UG S增加时，导通时间缩短，因而导通损耗减小。图2-83所示为每个脉冲导通能耗Eo n与门极正偏压UGS的关系曲线。图中所示为IGBT在电源电压为300V，漏极电流为50A，门极电阻为50Ω，门极反偏电压为-15V时的实测曲线。当UGS增加时，IGBT的导通能量损耗下降。UGS的增加虽然对减小通态电压和导通损耗有利，但是UGS不能随意增加，UGS增加到一定程度之后，对IGBT的负载短路能力及dUDS/dt电流有不利的影响。

2）负偏电压-UGS的影响

负偏电压是很重要的门极驱动条件，它直接影响IGBT的可靠运行。图2-84（a）所示为试验电路的示意图，图2-84（b）所示为负偏电压与漏极浪涌电流的关系曲线。当VT2关断时，负载电流经VT2的反并联快恢复二极管VD继续导通。当VD恢复关断状态时，电流迅速中断，在VT2的漏极-源极之间产生高达30000V/μs的电压上升率dUDS/dt。过高的dUDS/dt会产生较大的位移电流使门极-源极间的电压上升，并超过IGBT的门极阈值电压，于是产生一个较大的漏极脉冲浪涌电流。过大的漏极浪涌电流会使IGBT发生不可控的擎住现象。为了避免IGBT发生这种误触发，可在门极加反向偏置电压。由图2-84（b）所示曲线可知，负偏置电压应为-5V或更大一些。

由表2-2可知，负门极偏置电压的增加，对关断特性影响不大。图2-85所示为每个脉冲的关断能耗Eof随-UGS变化的关系曲线，可见Eof随-UGS的增加变化甚小。曲线的测试条件为：漏极电源为300V，漏极电流为50A，门极正偏电压为15V，门极电阻为50Ω。

3）门极电阻RG的影响

当门极电阻RG增加时，IGBT的导通与关断时间增加，进而使每个脉冲的导通能耗Eon和关断能耗Eof也增加。Eon与Eof和门极电阻RG的关系如图2-86所示，从图中可见，希望RG要小，但是，从图2-87所示漏极电流上升率diD/dt与门极电阻RG的关系又知，当门极电阻RG减小时，IGBT的电流上升率di/dt增大，这又会引起IGBT的误导通，同时电阻RG上的损耗也增加。根据上述两种情况，RG的选择原则是，在开关损耗不太大的情况下，应选用较大的门极电阻RG。例如对2MB150—060型IGBT来说，RG以小于100Ω为宜。

根据上述分析，对IGBT的驱动电路提出下列要求和条件：

（1）由于是容性输入阻抗，因此IGBT对门极电荷集聚很敏感，驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路。

（2）用低内阻的驱动源对门极电容充、放电，以保证门极控制电压UGS有足够陡峭的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外IGBT导通后，门极驱动源应提供足够的功率使IGBT不致退出饱和而损坏。

（3）门极电路中的正偏压应为+12～+15V；负偏压应为-2～-10V。

（4）IGBT多用于高压场合，故驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离。

（5）门极驱动电路应尽可能简单实用，具有对IGBT的自保护功能，并有较强的抗干扰能力。

（6）若为大电感负载，IGBT的关断时间不宜过短，以限制di/dt所形成的尖峰电压，保证IGBT的安全。

2．驱动电路

在满足上述驱动条件的前提下，可设计IGBT的门极驱动电路。因为IGBT的输入特性几乎和MOSFET相同，所以用于MOSFET的驱动电路同样可以用于IGBT。

为了使门极驱动电路与信号电路隔离，应采用抗噪声能力强、信号传输时间短的光耦合器件。门极和发射极的引线应尽量短，门极驱动电路的输出线应为绞合线。为抑制输入信号的振荡现象，在图中的门源端并联一个阻尼网络，即由1Ω电阻和0.33μF电容器组成阻尼滤波器。另外，驱动电路的输出级与IGBT输入端之间的连接串有一只10Ω的门极电阻。其具体电路如图2-88（a）所示。

图2-88（b）为采用光耦合器使信号电路与门极驱动电路进行隔离。驱动电路的输出级采用互补电路的形式以降低驱动源的内阻，同时加速IGBT的关断过程。

图2-89所示为应用脉冲变压器直接驱动IGBT的电路。电路中由控制脉冲形成电路产生的脉冲信号经晶体管VT进行功率放大后加到脉冲变压器T，并由T隔离耦合经稳压管VDZ1、VDZ2限幅后驱动IGBT。由于是电磁隔离方式，驱动级不需要专门的直流电源，简化了电源结构，且工作频率较高，可达100kHz左右。这种电路的缺点是由于漏感和集肤效应的存在，使绕组的绕制工艺复杂，并易于出现振荡。

3.IGBT专用驱动模块

大多数IGBT生产厂家为了解决IGBT的可靠性问题，都生产与其相配套的混合集成驱动电路，如日本富士的EXB系列、日本东芝的TK系列、美国摩托罗拉的MPD系列等。这些专用驱动电路抗干扰能力强，集成化程度高，速度快，保护功能完善，可实现IGBT的最优驱动。

日本富士公司的EXB841型300A/1200V快速型IGBT专用驱动模块，整个电路信号延迟时间不超过1μs，最高工作频率可达40～50kHz。它只需要外部提供一个+20V电源，模块自身设有-5V反偏电压。模块采用高速光耦合器隔离，射极输出，并有短路保护及慢速关断功能。其功能原理框图如图2-90所示；电路原理如图2-91所示。模块的结构分为三个部分：放大部分、过电流保护部分和5V基准电源部分。

放大部分由ISO1（TLP550）光耦合器、晶体管VT2、VT4、VT5和阻容元件R1、C1、R2、R9组成，其中ISO1起隔离作用，VT2为中间放大级，VT4、VT5组成互补式推挽输出。

过电流保护部分由晶体管VT1、VT3、VT6和稳压管VDZ1及阻容元件R3～R8, C2～C4组成。它们能实现过电流检测和延时的保护功能。模块的⑥脚通过快速二极管VD2接至IGBT的漏极D，以检测UDS的高低来判断是否发生短路。

5V基准电源部分由VDZ2和R10、C5组成，它既为驱动IGBT提供-5V反偏压，同时也为输入ISO1光耦合器提供二次电源。

EXB841驱动模块的工作原理如下。

1）正常导通过程

当控制电路使EXB841输入端○14脚和○15脚有10mA的电流流过时，ISO1光耦合器导通， A点电位迅速下降至0V，使晶体管VT1、VT2截止；VT2截止使B点电位上升至20V, VT4导通，VT5截止，EXB841通过VT4及门极电阻RG向IGBT提供电流，使之迅速导通，UDS下降至3V。与此同时，VT1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电，时间常数τ1为

τ1=R3C2=2.42 μs

使C点电位由零升到13V的时间可由下式求得

由于IGBT约1μs后已导通，UDS下降至3V，从而将EXB841的⑥脚电位钳制在8V左右，因此C点和F点电位只能达到8V左右。这个过程时间为1.24μs。因稳压管的稳压值为13V，故在IGBT正常导通时不会被击穿，VT3不通，E点电位仍约为20V，二极管VD1截止，不影响VT4、VT5的工作状态。

2）正常关断过程

当控制电路使EXB841输入端○14脚和○15脚无电流流过时光耦合器ISO1不通，A点电位上升使VT1和VT2导通；VT2导通使VT5导通、VT4截止，IGBT的门极电荷通过VT5迅速放电，使EXB841的③脚电位迅速下降至0V，由于此时③脚电位比①脚电位低5V，因此IGBT可靠关断，UDS迅速上升，使EXB841的⑥脚经VD2隔离“悬空”。此时VT1导通，电容C2通过VT1更快放电，将C点和F点电位钳在0V，此时VT2导通，B点电位也为0V，此刻稳压管VDZ1仍不通，后续电路不会动作，IGBT正常关断。

3）保护动作

IGBT正常导通时C点和F点电位稳定在8V左右，稳压管VDZ1不被击穿，VT3不导通， E点电位保持为20V，二极管VD1截止。若此时发生短路，IGBT承受大电流而退出饱和。UDS上升很多，二极管VD2截止，则EXB841的⑥脚“悬空”, C点和F点电位开始由8V上升；当上升至13V时，VDZ1被击穿，使VT3导通，电容C4通过R7和VT3放电，E点电位逐步下降，从而使EXB841的③脚电位也逐步下降，慢慢关断IGBT。

其中，C点和F点电位由8V上升到13V的时间可由下式求得

又R7、C4组成的时间常数为

τ2=C4R7=4.84 μs

则E点由20V下降到3.6V的时间可由下式求得

此时慢关断过程结束。IGBT门极偏压为0V。

这种状态一直持续到控制信号使EXB841中ISO1光耦合器截止，此时VT1和VT2导通，VT2导通使B点电位下降至0V，从而VT4完全截止，VT5完全导通，IGBT门极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到-5V, IGBT完全关断。VT1导通使C2迅速放电、VT3截止， 20V电源通过R9对C4充电，时间常数为

τ3=R9C4=48.4 μs

则E点由3.6V充至19V的时间可由下式求得

即E点恢复到正常状态需135μs，至此EXB841完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。

图2-92所示为IGBT专用驱动电路HR065的内部电路图。HR065的基本工作原理与EXB系列大致相同，但引脚由15只减少为10只，引脚定义如下：①脚接IGBT漏极；②脚接直流电源正端；③脚接门极电阻；④脚接直流电源地；⑤、⑥脚分别接输出报警光电耦合器的正、负端；⑦脚接过流保护抗干扰电容；⑧脚接源极检测二极管正端；⑨、⑩脚分别接输入信号的正、负端。

光耦合器VL、晶体管VT1、VT2、VT3及电阻R1、R2、R3构成了驱动器的基本电路。其中VT2、VT3为一对互补推挽输出管，VT2导通时VT3必定截止，驱动器向IGBT栅极输出正电压；反之，输出负电压。VT1为信号中间推动管。光耦合器VL起到传递输入信号和实现输入/输出隔离的双重作用。VT4、VT5、VDZ及R4～R8, C1～C3构成了过电流检测、故障信号输出及导通保持电路。当IGBT正常导通时，⑧脚与①脚之间电压较低，故VDZ中无电流流过， VT5基极没有正向偏置，处于截止状态，故障信号输出引脚⑤、⑥之间无电流输出。当过电流发生时，IGBT的饱和压降随着短路电流的增大而升高，当增大到超过某一设定值时，稳压管VDZ反向导通，为VT5提供基极电流，VT5由截止转为导通，故障输出端有电流输出。此时二极管VD导通，强行将VT2、VT3的基极电流减小，使VT2从饱和区退回到放大区，造成输出正向驱动电压下降，以实现软关断。另外，VT5导通时，产生正向脉冲信号经C2耦合到导通保持电路，由于C3的作用，可使VT4保持约30～45μs的导通状态，保证了VT1在这段时间内可靠截止，不受输入端信号的影响。如果在这段时间内，过电流故障撤销，则二极管VD截止，正向驱动电压恢复正常，IGBT照常工作。若在此段时间以后，过电流故障仍然存在，在输入封锁信号作用下，光耦合器VL中的晶体管截止，VT1导通，立即在IGBT栅极形成负偏电压，关断器件。同时，VT6导通，故障检测电路不起作用。VT6起着一个逻辑电路的作用，即只在驱动器输出正向电压时才导通过电流检测电路，其他情况下均使其无效，这样能可靠地防止“假过电流”。

2.5.3 IGBT的保护

将IGBT用于变换器时，应采取保护措施以防损坏器件，常用的保护措施有：

（1）通过检出的过电流信号切断门极控制信号，实现过电流保护；

（2）利用缓冲电路抑制过电压，并限制过量的du/dt；

（3）利用温度传感器检测IGBT的壳温，当超过允许温度时主电路跳闸，实现过热保护。

下面着重讨论因短路而产生的过电流及其保护措施。

前已述及，IGBT由于寄生晶闸管的影响，当流过IGBT的电流过大时，会产生不可控的擎住效应。实际应用中应使IGBT的漏极电流不超过额定电流，以避免出现擎住现象。一旦主电路发生短路事故，IGBT由饱和导通区进入放大区，漏极电流ID并未大幅度增加，但此时漏极电压很高，IGBT的功耗很大。短路电流能持续的时间t则由漏极功耗所决定。这段时间与漏极电源电压UDD、门极电压UGS及结温Tj密切相关。图2-93所示为允许短路时间t和电源电压UDD的关系曲线。图2-93（a）所示为测试电路和UGS、iD的波形，测试条件为：受试元件为50A/1000V的IGBT, RG为24Ω, Tj为25℃, UGS为15V。图2-93（b）所示为允许短路时间与电源电压的关系曲线，由图可知，随着电源电压的增加，允许短路过电流时间t减小。在负载短路过程中，漏极电流iD也随门极电压+UGS的增加而增加，并使IGBT允许的短路时间缩短，允许短路时间与门极电压的关系如图2-94所示。图中测试条件为：IGBT为2MBI50—060型模块，UDD为400V, RG为50Ω, Tj为125℃, UGS为15V。由于允许的短路时间随门极电压的增加而减小，因此，在有短路过程的设备中，IGBT的+UGS应选用所必需的最小值。必须指出，在允许的短路时间内，IGBT工作在放大区，漏极电流波形与门极输入电压波形很相似。图2-95所示为2MBI50—060型IGBT模块的试验电路和电压、电流波形。测试条件为：UGS为20V, UDD为400V。图2-95（a）为测试电路，图2-95（b）为UGS与ID的波形，图2-95（c）为UDS与ID的波形，漏极电压在短时间内下降之后，很快恢复到电源电压UDD的电平。如此高电压与电流的乘积即为短路功耗，由此决定IGBT的允许短路时间。

对IGBT的过电流保护可采用漏极电压的识别方法。如图2-76所示在正常工作时IGBT的通态饱和电压降Uon与漏极电流ID呈近似线性变化的关系，识别Uon的大小即可判断IGBT漏极电流的大小。由图可知，IGBT的结温升高后，在大电流情况下通态饱和压降增加，这种特性有利于过电流识别保护。图2-96所示为过电流保护电路。漏极电压与门极驱动信号相“与”后输出过电流信号，将此过电流信号反馈至主控电路切断门极信号，以保护IGBT不受损坏。具体应用中尚需注意以下两个问题。

1．识别时间

从识别出过电流信号至切断门极信号的这段时间必须小于IGBT允许短路过电流的时间。前已述及，IGBT对短路电流的承受能力与其饱和管压降的大小和门极驱动电压UGS的大小有很大关系。饱和压降越大，短路承受能力越强；UGS越小，短路承受能力越强。对于饱和压降为2～3V的IGBT，当UGS=15V时，其短路承受能力仅为5μs。为了有效保护IGBT，保护电路必须在2μs内动作，这样短的反应时间往往使保护电路很难区分究竟是真短路还是“假短路”（如续流二极管反向恢复过程，其时间就在1～2μs之间），这就对整个系统的可靠性带来不利的影响。为此，不仅应采取快速光耦合器件VL及快速传送电路，而且有必要利用降低门极电压以使IGBT承受短路能力增加这一特性。当UGS由15V降至10V时，其短路承受能力则由5μs增至15μs。这样，保护电路动作就可以延时10μs。这时如果短路仍存在，则认为是真短路，完全关断IGBT；如果短路消失，就是“假短路”，就把UGS由10V恢复到正常值15V，从而既可有效保护IGBT，又不误动作。

2．保护时的关断速度问题

由于IGBT过电流时电流幅值很大，加之IGBT关断速度很快，如果按正常时的关断速度，就会造成Ldi/dt过大形成很高的尖峰电压，极易损坏IGBT和设备中的其他元器件，因此有必要让IGBT在允许的短路时间内采取措施使IGBT进行“慢速关断”。当检测到真短路时，驱动电路在关断IGBT时，必须让门极电压较慢地由15V下降，其原理如图2-97（a）所示，图中VT3平时是导通的，电阻R1不被引入；一旦需要慢速切断，则VT3截止，IGBT输入电容通过RG、R1放电，时间常数加大，放电速度降低。图2-97（b）为常态快速切断与过电流慢速切断两种情况下的漏极电流波形变化示意图。

另一种过电流保护电路如图2-98所示。当IGBT的漏极电流小于限流阈值时，比较器的同相端电位低于反相端电位，其输出为低电平，MOSFET管VT3关断。当驱动信号为高电平时，VT2导通，驱动信号使IGBT导通；当驱动信号由高电平变为低电平时，VT2的寄生二极管导通，驱动信号将IGBT关断。这时IGBT仅受驱动信号控制。

当导通的IGBT的源极电流超过限流阈值时，电流经电流互感器T、二极管VD3在电阻R5上产生的压降传送到比较器的同相端，其电位将超过反相端电位，比较器输出由低电平翻转到高电平，VT1导通迅速泄放VT2的栅极电荷，VT2迅速关断，关断了驱动信号传送到IGBT的门极；同时VT1驱动VT2迅速导通，将IGBT的门极电荷迅速泄放，使IGBT关断；正反馈电阻R2使比较器在IGBT过电流被关断后保持输出高电平，以确保IGBT在本次开关周期内不再导通。当驱动信号由高电平变为低电平时，比较器输出端随之变为低电平，同相端电位下降并低于反相端电位，过电流保护电路复位，为下一个开关周期的正常运行和过电流保护做好准备。当驱动信号再次变为高电平时，经导通的VT2驱动IGBT导通，如IGBT的源极电流不超过限流阈值，则过电流保护电路不动作；如电流超过限流阈值，则过电流保护电路动作将IGBT再次关断。这样过电流保护电路实现了逐个脉冲电流限制。电流的限流阈值可通过调整电阻R5任意设置，由于采用了逐个脉冲电流限制，可将限流阈值设置在最大工作电流的1.1倍，这样既可确保IGBT在任何负载状态下（包括短路状态）电流被限制在限流阈值内，又不影响电路正常工作，关断应力被可靠地限制在很安全的区域，因此具有较高的可靠性。

前述专用驱动电路都有过电流保护的功能，如果没有采用专用驱动电路，可利用美国IR公司推荐的IGBT故障电流限制电路，如图2-99所示。电路中稳压管VDZ用来产生理想钳位电压；二极管VD2截止断态负门极偏置；MOSFET管VTF控制电路的工作状态；电阻R1、R2、R3起分压作用，调整各电阻值使时间常数为τ=[（RG+R1+R2）·R3/（RG+R1+R2+R3）]·Ciss, Ciss是MOSFET的输入电容；快速二极管VD1是故障传感元件，它的电压定额与被保护的IGBT的电压定额相同。当出现短路故障时，IGBT的漏极-源极之间出现电源电压，IGBT退出低通态电压方式，故障电流限制电路即可加以检测。

在正常工作情况下，栅极驱动电压加至IGBT的栅极-源极之间，使IGBT导通，整个导通过程的时间在100ns～2μs之间。最初栅极驱动电压升到高电平，IGBT仍在断态，二极管VD1反偏。栅极驱动信号开始以时间常数τ1决定的速率给VTF的栅极充电。调节时间常数在IGBT导通过程完成以前，使VTF栅极电压仍然低于其阈值电压。正常导通时UDS的拖尾朝低的电平变化。当UDS降到低于栅极信号电平时，二极管VD1正偏，A点电位开始随UDS降低，当导通过程接近完成时，A点的电压减小到几伏。

如果IGBT在触发后存在短路，二极管VD1仍然反偏，VTF的栅极电位继续上升，直到VTF导通，IGBT门极信号被钳位到低电平，其值主要由稳压管UZ的稳压值决定。通过钳位栅极电压到一个低电平，减小了故障电流的幅值，从而降低IGBT的功耗，延长了器件的短路承受时间。

利用缓冲电路抑制过电压的接线方式如图2-100所示。其中图（a）适用于50A以下的小容量IGBT，图（b）适用于200A以下中等容量的IGBT，图（c）则适用于200A以上大容量IGBT。

IGBT的缓冲电路中，最普通的是放电阻止型缓冲电路，这种缓冲电路的参数计算如下：

缓冲电路电容（Cs）可由下式求得

式中 L——主回路杂散电感；

I0——IG B T关断时的漏极电流；

UCEP——缓冲电容Cs的电压稳态值；

Ed——直流电源电压。

UC E P由RBSO A确定，必须注意电流不同时所引起的电压差异。

缓冲电路电阻Rs的选择是按希望IGBT在关断信号到来之前，将缓冲电容所积累的电荷放净。可由下式估算

式中 f——开关频率。

如果缓冲电路电阻过小，会使电流波动，IGBT导通时的漏极电流初始值将会增大，因此，在满足式（2-17）的前提下，希望选取尽可能大的阻值，缓冲电阻上的功耗与其阻值无关，可由下式求出

式中 Ls——缓冲电路的电感。

2.5.4 IGBT模块

1.IGBT模块的主要参数

IGBT模块的参数与IGBT单管的参数相同。一般情况下，IGBT模块技术参数表格中给出的主要参数为选择IGBT模块时必须满足的参数。

IGBT模块的主要参数如下：

（1）额定集电极-发射极电压UCER——在室温下，IGBT所允许的最高集电极-发射极间电压，一般为其击穿电压U（BR）CEO的60%～80%。

（2）集电极-发射极饱和电压UCE（sat）——在室温下，IGBT导通状态下的饱和压降。

（3）集电极通态电流IC——在室温下，当IGBT导通时，集电极允许通过的最大电流的有效值称为IGBT的额定电流，用ICE表示；而允许通过的峰值电流用ICM表示。在电流脉冲宽度为1μs时，ICM≈2ICE。

（4）集电极最大功耗PCM——在室温下，IGBT集电极允许的最大功耗。

2.IGBT模块结构原理电路

1）一单元IGBT模块

最常用的一单元IGBT模块电原理图如图2-101所示，三菱公司生产的部分一单元IGBT模块的主要参数见表2-3。

2）二单元IGBT模块

二单元IGBT模块是由两个一单元IGBT模块组合而成的。二单元IGBT模块有两种封装形式：一种是两个一单元IGBT模块组成桥臂，如图2-102（a）所示。另一种是两个一单元IGBT模块独立封装在同一模块内，在模块外连接组成桥臂，如图2-102（b）所示。两个二单元IGBT模块可以组成单相桥式电路。三个二单元IGBT模块可以组成三相桥式电路。国内外厂家大批量生产图2-102（a）所示的二单元IGBT模块，表2-4仅给出德国西门康生产的（SemikronInternatinalDY.Fritz）部分产品的参数。

3）四单元IGBT模块

四单元IGBT模块主要用于单相桥式电路，其电原理图如图2-103所示。四单元IGBT模块的主要参数见表2-5。

4）六单元IGBT模块

六单元IGBT模块的电原理图如图2-104所示。它主要用于三相电压型桥式整流电路。国内外许多厂家生产六单元IGBT模块，表2-6给出了EUPEC（EuropeanPowerSemiconductorand ElectronicsCompanyGmbH+co.KG）生产的部分六单元IGBT模块的主要参数。