第3章 软开关技术控制方法和集成电路

软开关技术采用的控制方法有PFM（脉冲频率控制）、PWM（脉冲宽度调制）、PMPT（相位调制与PWM技术有机结合的一种新技术）等，在此重点论述PWM和PWPT控制方法及几个适用于软开关技术的集成控制器的典型产品。

3.1 PWM技术

3.1.1 工作原理

PWM技术，就是在周期不变的条件下，利用改变脉冲波形的宽度（或用占空比表示），甚至可以将脉冲波形斩切为若干段，以达到抑制谐波目的的一种方法。采用PWM方式构成的变换器，其输入为固定不变的直流电压，可以通过PWM技术在同一变换器中既实现调压又实现恒频。这种变换器，只有一个可控的功率级，简化了主回路和控制回路的结构，因而体积小、重量轻、可靠性高。又因为它集调压、恒频于一身，所以调节速度快、系统的动态响应好。此外，采用PWM技术不仅能提供较好的变换器输出电压和电流波形，而且提高了变换器对交流电网的功率因数。

PWM技术抑制谐波的原理可由图3-1所示几种典型波形的对比中得到较好的说明。图3-1（a）为交流矩形波，图3-1（b）为单脉冲PWM波，图3-1（c）为按谐波抑制要求进行斩切的PWM波，图3-1（d）为多脉冲等幅等宽的PWM波。由于各种波形形状不同，因而它们的基波和各高次谐波的幅值均不相同。

图3-1中各波形有着共同的特点：均属于奇函数（对原点对称），而且具有半波内对称的性质，因此它们可以用一个傅里叶级数展开式来表达

式中 Um——脉冲波的幅值；

n——谐波次数；

k——波形斩切次数；

ak——第k次斩切时相应的角度。

式中不包含余弦项，也不包含偶次谐波。对于图3-1（a）所示交流矩形波的情况，a1=a2=…=0，于是u1（t）的表达式为

其基波和各次谐波的幅值分别为

对于图3-1（b）中单脉冲PWM波的情况，a1=a2=a3=π/6，则u2（t）的表达式为

其基波和各次谐波的幅值分别为

从上述两种情况可以看出，只要利用PWM技术控制输出电压波形，就能使谐波成分明显地改变，这种效果是以牺牲基波幅值为代价的。图3-1（b）与图3-1（a）的波形相比，基波幅值仅减小了13%，但其三次谐波的幅值却由原来的1/3减小到零，其他高次谐波也相应地减小了。

对于图3-1（c）的波形，更可利用调整ak角的数值有意地消除某一谐波成分。例如，若希望完全消除三次谐波、五次谐波、七次谐波，即令U3m=U5m=U7m=0，那么，只要求解下列三角联立方程式即可

式中 U1m——基波电压幅值。

由此求得：α1=22.5°, α2=37.5°, α3=46.5°。与图6-1（a）的波形相比，基波幅值减小了18%，但是三次谐波、五次谐次、七次谐波均衰减到接近零。

这种由计算求得斩切角αk实现PW M的方法称为谐波抑制PW M法，在工程上实现此控制方法是较困难的。

工程实际中应用最多的是正弦PWM法（简称SPWM），它是在每半个周期内输出若干个宽窄不同的矩形脉冲波，每个矩形波的面积近似对应正弦波各相应局部波形下的面积，如图3-2所示。例如，将一个正弦波的正半周划分为N等份（图中N=12），每一等份的正弦波形下的面积可用一个与该面积相等的矩形来代替，于是正弦波形所包围的面积可用这N个等幅（Ud）不等宽的矩形脉冲面积之和来等效。各矩形脉冲的宽度可由理论计算得出，但在实际应用中常由正弦调制波和三角形载波相比较的方式来确定脉宽。因为等腰三角形波的宽度自上向下是线性变化的，所以当它与某条光滑曲线相交时，可得到一组幅值不变而宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲。若使脉冲宽度与正弦函数值成比例，则也可生成SPWM波形。在工程应用中感兴趣的是基波，假定矩形脉冲的幅值Ud恒定，半周期内的脉冲数N也不变，通过理论分析可知，其基波的幅值U1m与脉宽Di有线性关系，即

式（3-5）说明，变换器输出基波电压幅值随调制脉冲的宽度而变化，只要采取措施，利用控制信号去调节脉宽Di，即可调节基波幅值。半周期内的脉冲数N越多，谐波抑制效果越显著；但N值将受到换流电路中为减少额外损耗和保证安全换流所允许的最大换流速率及最小脉宽、最小间隙的限制。

按调制脉冲极性关系可分为单极性控制PWM和双极性控制PWM两种。所谓单极性控制是指在输出波形的半个周期内，变换器同一桥臂中的两个开关器件只有一个处于不断切换的开关状态，另一个则始终处于关断状态。因此，输出波形在任何半周期内始终为一个极性，图3-3所示为单极性控制方式的SPWM波形，载波信号uT采用单极性等腰三角形波，控制信号uC为正弦波形，利用倒相信号ux来处理二者间的配合关系。当uC＞uT时，开关器件导通；当uC＜uT时，开关器件关断，形成的调制波是等幅、等距但不等宽的脉冲列，经半波倒相后输出。改变控制信号uC的幅值时，调制波的脉宽将随之改变，从而改变了输出电压的大小。改变控制信号uC的频率，则输出电压的基波频率亦随之而改变，这样就达到了既可调压又可调频的目的。

双极性控制则是指在输出波形的半周期内，变换器同一桥臂中的两只开关器件均处于开关状态，但它们之间的关系是互补的，即通/断状态彼此是相反交替的。这样输出波形在任何半周期内都会出现正、负极性电压交替的情况，故称为双极性控制，其波形示意图如图3-4所示。与单极性控制方式相比，载波和控制波都变成了有正、负半周的交流方式，其输出矩形波也是任意半周中均出现正、负交替的情况。

按载波频率与控制波频率之间的关系可分为同步控制方式和异步控制方式两种。同步控制方式是指：脉冲调制波在任何输出频率情况下，正、负半周始终保持完全对称，即载波与控制波的频率比不变，保持为一个常值。在输出波形的半个周期内调制脉冲数是固定的，如图3-5（a）所示。这种方式在输出频率低时，谐波影响较显著。

异步控制方式则是指载波与控制波的频率比是变化的，这时正、负半周的脉冲数和相位就不会随时都对称了。在输出波形的半个周期内调制脉冲数不再固定，如图3-5（b）所示。图中表示三角载波的频率一定，而控制正弦波的频率变化，因而在输出低频和高频的不同情况下，半周内的脉冲数大不相同。异步调制方式不再符合半波内对称的规律，因而将会出现偶次谐波，但半周内的调制脉冲数将随输出频率的降低而增多，有利于改善低频输出特性，但是在控制的实现上难度较大。

3.1.2 SPWM波电路

正弦脉宽调制波（SPWM）的谐波影响较小，它在各类变换器中被广泛采用。对于SPWM波的生成方法，人们进行了大量的研究，归纳起来，可分为硬件电路与软件编程两种方式。本书只讨论硬件电路的形成方法与电路形式。

1．三角波法

前已述及，生成SPWM波形要求按正弦规律控制脉冲列的脉宽。其原理是，将等腰三角形载波与正弦控制波通过比较器进行比较，则在比较器输出端就形成了SPWM波。可见，生成SPWM波电路必须由三部分组成：三角形波发生器、正弦波发生器和比较器，其框图及波形示意图如图3-6所示。由图中的波形可以看出，若等腰三角形载波的频率是正弦波频率的N倍时，N称为载波比，则正弦波形在一个周期内被划分为N等份，并对应着N个宽度不等的矩形脉冲。当 N足够大时（如N＞20），这一串矩形脉冲序列的面积将非常接近正弦波的面积。各矩形脉冲的宽度Di可近似用下式表示

式中，Ucm和UTm分别为正弦控制波和三角载波的幅值。这种生成SPWM波形的方法称为三角波调制法，它可以用模拟电路、数字电路或两者的混合电路来实现。

（1）模拟电路

由模拟电路实现按三角波法生成SPWM波形的电路结构如图3-7所示。图中运算放大器A1、A2组成三角波发生器，A1利用R2、R3形成的正反馈和R1C1构成的时间常数组成方波发生器电路，方波的频率fs=1/（2R1C1）; A2为三角波电路，它实际上是一个积分器，当方波电路的输出端电压为正时，三角波电路的输出为负斜率的线性电压；反之，当方波电路输出端为负时，三角波电路输出则为正斜率的线性电压。可见，三角波与方波是同频率的，即三角波频率 。为了保证三角形波的线性度，在参数设置上要使其积分时间常数R4C2 远大于方波电路中的时间常数R1C1，载波频率fT可由改变电阻R1的数值来调整。

可用改变电阻R6的阻值来调整fC。

（2）数字电路

原理上仍是用三角波与正弦波相比较的方法来生成SPWM波，只是利用数字电路形成多级阶梯波来近似正弦波或三角波，阶梯级数分得越多近似程度越高，即精度越高。因此用数字电路生成SPWM波的关键是阶梯波形成电路。

图3-8（a）是利用十进制计数器芯片4017为主构成的阶梯正弦波形成电路，图中由电阻R1、R2、…、R5和R0组成分压器，其分压值可根据精确的计算值设置。当计数器的CP端输入连续脉冲时，其Q0、Q1、…、Q9各输出端依次输出相同间隔的高电平脉冲，这些依次出现的正脉冲通过隔离二极管分别加至电阻R1、R2、…、R5，由不同的分压值来改变各阶梯波的幅值。将阶梯波引至加法器的一个输入端，控制电压Um引入加法器的另一输入端，改变Um值，即改变了整个阶梯波的高度，与零轴相比，使阶梯波发生了相应位移，它与三角波的交点即可发生相应变化。

图3-8（b）为另一种阶梯正弦波形成电路。连续脉冲进入N分频译码器（N为偶数）, N值越大精度越高。例如N=18，则每个数字代码表示正弦波的电角度10°。按正弦分布关系设置R1、R2、…、RN/2与R0组成比例关系，它们分别通过电子开关VT1、VT2、…、VTN/2后组成加法电路，输入信号的幅值为控制电压Um。根据分频译码器的输出状态，依次确定给予相应电子开关的驱动信号，使该开关导通，加法器输出与此相应的电压值。输入脉冲连续不断地出现，则加法器输出端连续地输出近似于正弦的阶梯波。

三角波形的生成可采用和上述阶梯正弦波相类似的方法实现。

（3）模拟、数字混合电路

利用数字合成法产生近似正弦波信号，其精度决定于阶梯波的级数，上述分频译码方式难以获得高的精度。若采用只读存储器EPROM存放相应正弦波的数据表格，由于其容量大，可以使角度分得极细，保证了应有的精度，电路框图如图3-9所示。

EPROM内存放着sin0°～sin359°幅值经过抬高后的数值，这样就能保证EPROM中存放的均为正数。以计数器的计数值输出作为EPROM的地址选通信号，经D/A变换后成为近似的正弦波模拟信号，再经电平变换电路去掉原来抬高的数值，恢复正、负半周形式，然后加入比较器与三角波比较，最终形成SPWM波。

当控制电压Um升高时，压频变换器U/F的输出频率正比增加，计数速度，即EPROM的读出速度相应加快，于是控制正弦波的频率提高。Um还同时作为D/A转换器的输入电压，以控制正弦波的幅值，这种方式符合变压变频（VVVF）恒压频比协调控制的要求。

2.“Δ”叠加法

“Δ”叠加法脉冲调制电路如图3-10（a）所示。图中运算放大器A1作为比较器，A2构成反相加法器，A3构成反相加法器。如果在比较器A1的同相输入端引入一个频率可变而幅值恒定的正弦电压参考信号uC，那么在其输出端O即会产生基波电压与频率之比自动维持恒定的调制波。

工作过程如下：当输入正弦参考电压uC由零上升时，比较器A1的输出uo立刻变为正饱和值+Um，以该值作为输入信号经反相积分器A2，使A2的输出电压uF负向线性增加。uF与uo在加法器A3上叠加，在参数设置上取R2＞R3，保证uF起主要作用，使A3的输出uB正向上升，当uB＜uC时，uo一直保持为+Um的数值；一旦uB上升到uB＞uC时，A1的输出uo立即变为-Um。此后，uF开始正向线性增加，uB负向变化，直到uB＜uC，使A1再次翻转。如此往复循环，得到图3-10（b）所示的调制波形uo。

3．自适应电流控制法

自适应电流控制生成SPWM波的电路原理如图3-11所示，其中A为具有滞环特性的比较器，滞环宽度取决于允许容差限的大小，正、负容差限（±Δ）形成容差带。其作用是：当输入参考电流信号iref与实际电流反馈信号i的差值大于或等于正容差限+Δ时，输出跳变为正饱和值+Um；该差值小于或等于负容差限-Δ时，输出跳变为负饱和值-Um。从波形图可以看出，当反馈电流与容差带上边界相交时，变换桥臂的上面开关关断，下面开关导通，结果输出电压从0.5Ud变到-0.5Ud（Ud为变换器直流侧电压），此时电流开始减小。如果反馈电流减小到与容差带下边界相交时，则上面的开关导通，下面的开关关断，自然形成了SPWM波。图中的tΔ为封锁时间，是为了防止在转换中桥臂上、下开关间出现直通故障而设置的时间延迟。

3.1.3 PWM反馈控制模式

PWM开关电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定值，控制取样信号有输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压及开关器件峰值电流。这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，达到稳压、稳流及恒定功率的目的。同时，可以实现一些附带的过电流保护、抗偏磁及均流等功能。PWM反馈控制模式主要有五种。下面以VDMOS开关器件构成的降压型变换器（Buck）为例，说明这五种PWM反馈控制模式基本工作原理、电路原理示意图、波形、特点及应用要点。

一般来讲，Buck开关电源主电路可用图3-12所示的降压变换器简化表示，Ug表示控制电路的PWM输出驱动信号。根据选用不同的PWM反馈控制模式，电路中的输入电压Ui、输出电压Uo、开关器件电流（由b点引出）、电感电流（由c点引出或d点引出）均可作为取样控制信号。输出电压Uo在作为控制取样信号时，通常经过图3-13所示的电路进行处理，得到电压信号Ue, Ue再经处理或直接送入PWM控制器。图3-13中电压运算放大器（E/A）的作用有以下3个：

（1）将输出电压与给定电压UREF的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论上为无穷大，实际上为运放的开环放大增益。

（2）将开关电源主电路输出端的附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅值的比较“干净”的直流反馈控制信号（Ue），即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。开关噪声的频率较高，幅值较大，若高频开关噪声衰减不够，则稳态反馈不稳；若高频开关噪声衰减过大，则动态响应较慢，虽然互相矛盾，但是电压误差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”。

（3）对整个闭环系统进行校正，使闭环系统稳定工作。

输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多也需经过处理。由于不同控制模式的处理方法不同，因此下面针对不同控制模式分别阐述其技术特性。

1．电压模式控制PWM

图3-14（a）为Buck变换器的电压模式控制PWM（Voltage-modeControlPWM）反馈系统原理图。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜坡相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，如图3-14（a）中所示波形。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。

加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有两种：一是增加电压误差放大器的带宽，但是这样容易受高频开关噪声干扰的影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理；二是采用电压前馈模式控制PWM技术，原理如图3-14（b）所示。用输入电压对电阻、电容（RFT、CFT）充电产生的具有可变化上斜坡的三角波取代传统电压模式控制PWM中振荡器产生的固定三角波。此时，输入电压变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来。因此，该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是开环控制，而对输出电压的控制是闭环控制，目的是增加对输入电压变化的动态响应速度。这是一个由开环和闭环构成的双环控制系统。

2．峰值电流模式控制PWM

峰值电流模式控制（PeakCurrent-modeControl）简称电流模式控制。如图3-15所示，误差电压信号Ue送到PWM比较器后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波形或梯形尖角状合成波形信号U∑相比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此，（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。

电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流的大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜坡、斜率的一半以上加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号U∑要由斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完成用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，如图3-15所示。当输出电流减小时，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态时，若输出电流为零且斜坡补偿信号幅值比较大，则峰值电流模式控制实际上就变为电压模式控制了。

峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。因此，峰值电流模式控制PWM具有比电压模式控制大得多的带宽。

3．平均电流模式控制PWM

图3-16为平均电流模式控制（AverageCurrent-modeControl）PWM的原理图。将误差电压Ue接至电流误差信号放大器（c/a）的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号Ucp。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号Ui接至电流误差信号放大器（c/a）的反相端，代表跟踪电流编程信号Ucp的实际电感平均电流。Ui与Ucp的差值经过电流误差信号放大器（c/a）放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uca，再由Uca及三角锯齿波信号UT或Us通过比较器比较得到PWM关断时刻。Uca的波形与电流波形Ui反相，所以是由Uca的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波UT或Us的上斜坡比较产生关断信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过三角锯齿波信号UT或Us的上斜坡。

4．滞环电流模式控制PWM

滞环电流模式控制PWM（HystereticCurrent-modeControlPWM）为变频调制，也可以为定频调制。如图3-17所示为变频调制的滞环电流模式控制PWM。将电感电流信号与两个电压值比较，第一个较高的控制电压值Uc由输出电压与基准电压的差值放大得到，它控制开关器件的关断时刻；第二个较低电压值Uch由控制电压值Uc减去一个固定电压值Uh而得到， Uh为滞环带，Uch控制开关器件的开启时刻。滞环电流模式控制由输出电压值Uo、控制电压值Uc及Uch三个电压值确定一个稳定状态，比电流模式控制多一个控制电压值Uch，去除了发生次谐波振荡的可能性。

5．相加模式控制PWM

图3-18为相加模式控制PWM（Summing-modeControlPWM）的原理图。与如图3-14所示的电压模式控制有些相似，但有两点不同。一是放大器（E/A）是比例放大器，没有电抗性补偿元件，控制电路中，电容C1较小，起滤除高频开关杂波的作用。主电路中，较小的Lf、Cf滤波电路（如图中虚线所示，也可以不用）也起减小输出高频杂波的作用。若输出高频杂波小，则均可以不加。因此，电压误差放大没有延时环节，电流放大也没有延时环节。二是经过滤波后的电感电流信号Ui也与电压误差信号Ue相加在一起构成一个总和信号U∑，再与三角锯齿波比较，得到PWM控制脉冲宽度。相加模式控制PWM是单环控制，但它有输出电压、输出电流两个流入参数。如果输出电压或输出电流变化，那么占空比将按照补偿它们变化的方向而变化。