3.2 PMPT技术

PMPT是相位调制PWM拓扑的简称，它是在相移控制和PWM控制技术有机结合的基础上发展的一种新技术，适用于中、高功率软开关变换器。

图3-19所示为全桥变换器的基本电路和双极性控制方式下的波形。在一个开关周期Ts内，前半周VT1、VT4导通，时间为Ton，变压器初级绕组上的电压为uAB=Ui；后半周VT2、VT3导通，时间也是Ton, uAB=-ui; VT1、VT4和VT2、VT3全都截止时，uAB=0。变压器次级开路时，变压器初级电压uAB的波形如图3-19（b）所示，是一个方波。调节开关管VT1、VT4和VT2、VT3的导通时间，即调节占空比D），就可以调节uAB的宽度，从而调节uAB的有效值大小。变压器次级电压uo的波形与uAB相同，幅值是Ui/K。K是初级绕组匝数N1与次级绕组匝数N2的比值K=N1/N2。

应该注意，这种控制方式适用于变压器次级接电阻负载，不适合接电感负载。从图3-19中两种负载的波形可以看出，电感负载时，变压器初级、次级电压波形和阻性负载时有很大不同，出现了一块阴影面积，在纯电感负载时阴影面积与阻性负载时的uAB面积大小相同。电感负载时输出电压uo的波形不仅由VT1和VT4的导通状态决定，而且与负载的性质有关。当占空比D在的范围内变化时，uAB和uo始终为180°方波，不受D的影响。

全桥变换器的有限双极性控制方式是让一个桥臂的两个开关管（如VT1和VT3）为PWM工作，另一个桥臂的VT2、VT4轮流导通半个周期。空载与电阻负载时输出电压uo和电流is波形与上一种控制方式相同，如图3-20（a）所示。电感负载时，电压uAB和变压器次级电流is的波形如图3-20（b）所示。VT1和VT2导通时，uAB=Ui，变压器次级电压uo=Ui/K，负载电流is的增长率 , L为负载电感。在时，VT1关断，VT3续流，形成由VD3、变压器初级绕组和VT4构成的续流回路，故uAB=0。因为该回路中没有外部电源，若忽略电路损耗，则电流is保持不变，直到t=Ts/2时，VT4截止，VT2和VT3导通，is下降。用这种控制方式，uAB和输出电压uo只与开关器件的状态有关，与负载性质和大小无关，可用于电阻负载或电感负载。

全桥变换器的第三种控制方式是移相控制方式，这种控制方式是VT1和VT3轮流导通，各导通180°电角；VT2和VT4也是这样，但VT1和VT4不是同时导通。VT1先导通，VT4后导通，两者导通差α电角，如图3-21（a）所示。其中VT1和VT3分别先于VT4和VT2导通，故称VT1和VT3组成的桥臂为超前桥臂，VT2和VT4组成的桥臂为滞后桥臂。

移相控制时，空载电压波形uAB和输出电压波形uo如图3-21（a）所示，与图3-19（b）和图3-20（a）相同。电阻负载后的电压和电流波形也与图3-19（b）和图3-20（a）相同。电感负载时的电压和电流波形如图3-21（b）所示，和图3-20（b）相同，也不会使uAB和uo畸变。方波电压uAB的宽度仅与移相角α有关，α=0°，则uAB为宽180°电角的方波。α越大，则uAB波形越窄，与图3-20（b）中减小VT1和VT3的占空比时情况相同。

PMPT实际上是一种全桥拓扑，H型桥中4个桥臂上的MOSFET的驱动波形几乎是完全一样的，接近理想状态，几乎不存在开关损耗。正常工作条件下，其漏电流与采用传统的全桥PWM拓扑电路中的漏电流大小相当，因此无须选用大基板面积的功率MOSFET，可以降低成本。

PMPT与全桥PWM拓扑的唯一区别在于二者开关过程不同。PMPT技术的核心在于保证每个桥臂上MOSFET的漏源电压能够在其进入下一个导通周期之前降至“0V”，以实现零电压导通。

图3-22所示为典型的H型桥的结构。图中并接在功率MOSFET上的电容和二极管是功率MOSFET的寄生元件，其中寄生电容的大小一般在100～500pF之间。体二极管的反向恢复时间一般在100ns以内。

PMPT中功率MOSFET的结构与图3-22中H型桥的结构完全相同。为了实现PMPT，必须分别对4个功率MOSFET进行驱动。在普通的PWM拓扑中，首先按照所需的占空比对对角桥臂上的两个开关管进行驱动，然后在所有开关管都关断之后，再对另一对角桥臂上的开关管进行驱动。

为了在PMPT中实现ZVS，应充分利用变压器中的漏感和磁化电感及功率MOSFET中的漏源电容。MOSFET的体二极管还用于对正向电压和反向电压进行钳位。这样可以充分发挥寄生元件的作用。

有时，为了进一步减少关断损耗，可以在MOSFET漏极-源极之间再增加一只电容。

3.2.1 工作原理

为了更好地理解PMPT的工作原理，下面将对PMPT功率电路的一个完整工作周期进行详细的分析。为便于分析，假设变压器中的磁化电感和漏感将起到电流源的作用。PMPT功率级的一个完整工作周期如图3-23所示。

（1）当对角桥臂上的一对MOSFET VT3和VT4导通时，功率通过变压器传输给负载。由于变压器初级负载电流要流经变压器的漏感，因此总的初级侧电流值等于负载电流与变压器磁化电流之和。磁化电流的作用非常重要，因为在轻载时，负载反射电流很小，如果没有磁化电流的作用，将无法实现ZVS。

（2）VT4关断。在VT4导通期间，VT2的寄生电容被充电至+U。当VT4关断时，变压器电感中的电流开始对VT4的寄生电容进行充电，同时对VT1的寄生电容进行放电。这一过程一直持续到VT1的体二极管导通并将VT1的漏源电压钳位于-0.7V。流过变压器的电流在H型桥的上半桥路中流动。

（3）当VT1的漏源电压接近“0V”时，VT1导通，VT1、VT4寄生电容上的电压升至所需电压的时间，与栅极驱动波形的延迟时间是一致的。延迟时间的大小由外接延迟电阻RDELAY决定。在延迟过程中，电流在VT3和VT1之间循环流动。

（4）VT3关断，变压器中的电流开始对VT3的寄生电容进行充电，同时对VT2的寄生电容进行放电。该过程也需要一定的延迟时间，以使VT2的漏极电压降为“0V”。同样，该延迟时间与栅极驱动波形的延迟时间也是一致的。当VT2的漏源电压达到“0V”时，VT2导通。

（5）VT2的寄生电容完全放电后，VT2将导通。功率通过VT1、VT2传输给负载，其持续时间的长短由控制电路决定。该时间乘以振荡器的工作频率，再乘以2就可以得到占空比，即

D=2tonf

由此可见，在输出电压的计算及变压器匝比的计算方面，PMPT与传统PWM变换器的计算方法是类似的。但是，在传统的PWM变换器中，为了获得最小的磁化电流，磁化电感往往取其最大值。而在PMPT中，磁化电流则被限定在某一特定值上，以便负载反射电流较小时，也能实现ZVS。由于磁化电流和负载反射电流是叠加在一起的，因此在满载时，开关管中的总电流比传统PWM变换器中的总电流要大。为了降低开关管上的损耗，PMPT中开关管的导通电阻RDS（on）必须更小，导致成本增加，这是PMPT的不足之处。

（6）在对角桥臂上的一对管子完成功率传输之后，VT1关断。VT4的漏源电压开始下降，当降至“0V”时，就进入下一个工作阶段。

（7）VT4导通，初始电流在下半桥路中循环流动。

（8）VT2关断，电流开始对VT2的寄生电容进行充电，同时对VT3的寄生电容进行放电。当VT3的漏源电压降至“0V”时，VT3实现无损耗导通。至此，完成了一个完整的工作周期，然后将从状态1开始往复进行。

3.2.2 控制电路

控制电路能够生成PMPT控制所需的定时波形及栅极驱动波形，并且其内部还包含功能完善的故障检测电路。在PMPT中，每个开关管都在恒定的占空比下工作，占空比接近50%。实际中，有效占空比在40%～50%之间，剩下约10%的占空比用于实现ZVS。需要注意的是，实际百分比将随着变换器工作频率的变化而变化。频率较低时，如100kHz, PMPT具有最理想的特性，占空比接近50%。

下面着重分析一下相位调制的实现过程。PMPT四组栅极驱动信号是相对独立的，控制器通过四个输出端直接驱动四只功率MOSFET。图3-24所示为控制器ML4818中相位调制器的原理。为简化起见，故障保护及监控电路、互补驱动输出电路、延迟电路等均被省略。从图中可以看出，相位调制器的结构非常简单。为便于分析，假设两个比较器不起作用，激励信号只来自于时钟脉冲，此时电路可以简化为图3-25。

从图3-25中可以看出，如图FFB输入端“S”上的信号为逻辑“0”，则FFB的“Q”端将被复位为逻辑“0”。根据异或门的工作原理，“B”端的输出信号与“A”端输出信号相反，即二者在相位上相差180°，其波形和时序如图3-26（a）所示。

如果FFB的输入端“S”上的激励是某一特定的周期激励信号，而不是时钟信号，那么相关的时序波形将与图3-26（a）有所不同，如图3-26（b）所示。“A”端在时钟脉冲信号作用下触发，而“B”端则由FFA的输出信号㊣Q和FFB的输出信号Q异或后得到。异或门此时起到反相器的作用。

通过控制tMOD的大小，可以实现对输出端“A”和“B”之间相移的控制。FFB输入置位脉冲信号可由相位调制比较器或限流比较器生成。通常，在PWM控制器中，相位调制比较器的一个输入信号为误差放大器的输出信号，该信号设定触发电平。另一个输入信号可以是电压斜坡信号，也可以是功率电路中初级侧或次级侧电流波形检测信号。FFB置位脉冲及相关波形如图3-27所示。当误差放大器的输出信号变化时，触发电平亦随之改变，这样就可以通过改变触发电平实现对tMOD的连续控制。在开关电源中，当初级侧的负载电流超过设定值时，须对脉冲带宽进行限制。相位比较器的输出信号与限流比较器的输出信号进行“或”运算后生成FFB置位信号。图3-28（a）所示为相位调制器的完整电路原理，其四个输出端分别为A1、A2、B1和B2，相应的控制时序图均可从该图中导出。图3-28（b）所示为四个输出端输出信号的时序。

3.2.3 栅极驱动信号延迟

在传统H型桥电路中，两个MOSFET要么同时导通，要么同时截止。为了实现ZVS，必须使桥臂中的一个MOSFET保持导通，而另一个MOSFET保持截止。在此期间，将在下一个开关周期内导通的MOSFET的漏源电容开始放电，直至其电压降至“0V”。

为了实现这一瞬态过程，需要对驱动波形加以改动，即在栅极驱动波形的上升沿上增加特定的延迟时间量。图3-29所示为带延迟和输出驱动电路的完整的相位调制器结构。延迟电路通过一只外接电阻即可生成所需的延迟时间。延迟时间定时电容集成在模块的内部。延迟电阻RD（kΩ）可按照下式进行计算：

最终实现的波形如图3-30所示。上升沿中的阴影表示脉宽的减小。注意，延迟时间量仅出现在波形的上升沿，因此栅极驱动信号实际占空比低于50%。由于四路驱动信号都经过延迟处理，波形保持了良好的对称性。虽然可以通过外接电阻对延迟时间进行调整，但是实际延迟时间的大小可能与设想的有所不同。这主要是由于驱动波形的变化而造成的，而且对MOSFET的栅极电容进行充、放电也需要一定的时间。

实现ZVS所需时间，将随着初级侧负载反射电流的变化而变化。前面曾经提到，初级侧的总电流等于负载电流与变压器磁化电流之和。而磁化电流的作用非常重要，由于轻载时的负载反射电流很小，如果没有磁化电流的作用，ZVS将无法实现。因此，为了获得足够大的磁化电流，功率变压器的设计非常重要。在大多数情况下，变压器的气隙将起到稳定磁化电感的作用。图3-31给出了理想情况下完整的PMPT功率传输过程示意图。功率传输仅发生在阴影所示的周期内。该周期的长度由“A”端和“B”端输出信号之间的相位关系决定：图中深色阴影区域代表功率向负载传输的次数，浅色阴影区域代表上升沿延迟，当A1=“1”且B1=“1”时，或A2=“1”且B2=“1”时，功率传输给负载。