3.3软开关集成控制器

软开关集成控制器型号种类很多，不可能全部介绍。本节就PFM谐振控制、PWPT移相控制、软开关PFC（功率因数校正）及三相PWM控制几类中具有代表性的软开关集成控制器的特点、引脚功能、电气参数及工作原理进行简单介绍。

3.3.1PFM谐振型集成控制器MC34066系列

MC34066系列是为开关电源和直流变换器应用而设计的一种高性能的谐振型控制器，它采用频率调制、恒定开启时间或关断时间控制。该集成控制器的特征是可变频率振荡器具有可控死区，准确地再触发单稳态定时器，具有温度补偿基准，具有准确输出钳位的高增益宽带误差放大器，控制触发器两个高电流图腾柱输出，适合于驱动功率MOSFET。

该器件具有双列直插和扁平封装、塑料封装外壳。

双列直插16脚的端子功能如下：

① 振荡死区

② 振荡电阻

③ 振荡控制

④ GND

⑤ VREF

⑥ 误差放大器输出

⑦ 反相端

⑧ 同相端

⑨ 使能欠压锁定调整

⑩ 失效输入

⑪ 软启动

⑫ 驱动输出B

⑬ 驱动地

⑭ 驱动输出A

⑮ VCC

⑯ 单稳态RC

· 可变频率振荡器控制范围超过1000∶1；

· 可控振荡器死区允许恒定的关断时间工作；

· 准确地再触发单稳态定时器；

· 内部调整间隙基准；

· 50 MHz误差放大器，具有准确的钳位输出；

· 两个高电流图腾柱输出；

· 可选欠电压锁定门限（滞后）；

· 使能输入；

· 可控软启动电路；

· 用于直接进线工作的低开启上升电流。

各种电路工作条件为：

ML34066DW温度范围0～70℃ 扁平封装SO-16L

MC34066P温度范围0～70℃ 塑料封装、双列直插

MC33066DW温度范围-40～+85℃ 扁平封装SO-16L

MC33066P温度范围-40～+85℃ 塑料封装、双列直插

MC34066谐振型控制器是一种高性能双极型集成电路，可变频率控制超过10MHz，集成电路提供各种特性并灵活应用于宽范围的谐振型电源。

控制电路的主要用途是，向外部功率MOS场效应管的栅极发送一个具有反馈控制回路可调重复周期准确的脉冲。

MC34066能工作在下列任意一种形式：

① 固定开启时间，改变频率。

② 固定关断时间，改变频率。

③ 上述两种形式的组合，随着频率增加从固定开启时间变到固定关断时间。集成电路还可保证在系统开机及故障时给予安全感控制方式。

1．工作原理

MC34066功能框图如图3-32所示，它的主要功能分为两部分：一部分为主控电路，产生准确的所需频率的输出脉冲，包括可变频率振荡器、单稳态定时器、脉冲控制触发器、一对功率MOSFET器件及宽带误差放大器；另一部分提供几种外围支撑功能，包括电压基准、欠压锁定、软启动电路和故障控制器。

（1）主控电路

输出脉宽和重复周期通过可变频率振荡器、单稳态定时器和误差放大器的相互作用进行调整。振荡器触发单稳态定时器，产生一个脉冲并通过触发器交替控制一对图腾柱输出驱动器。该误差放大器监视稳压器的输出并调整振荡器的频率，由于主控制通道应用高速肖特基二极管，故减小延时并提高高频特性。

（2）振荡器

可变频率振荡器是在高工作频率下准确控制输出脉冲的关键。触发单稳态定时器开始输出脉冲，振荡器将初始的电压供给单稳态电容器并确定输出脉冲之间的最小的死区时间。振荡器工作频率超过10MHz，误差放大器能够将振荡频率控制在1000∶1的范围之内。只要合理地选择外围的元件，就可以确定输出脉冲之间所需间隔时间、振荡器含有死区时间。图3-33为振荡器和单稳态定时器的功能图。振荡电容Cosc起始通过RDT经VT1充电，当Cosc超过振荡器比较器的高门限4.9V时，VT1基极变低，Cosc通过外接电阻RDT和等效的内部镜像电流源放电。当Cosc电压降到比较器较低的门限3.6V以下时，VT1导通，Cosc再一次充电。假如RDT为0Ω, Cosc以小于50ns的时间从3.6V充电到5.1V，振荡器波形峰值电压就会准确地置于5.1V。

改变流过RVFO的电流（进入振荡器控制电流端（3端）的电流Iosc）可以调制振荡器的频率。因为控制电流驱动电路的电流增益为1，流过电容Cosc的电流也就是控制电流端的电流Iosc。当Iosc增大时，Cosc放电加快，减小了振荡周期，提高了振荡频率。当误差放大器输出在最高的钳位电平时（通常在Cosc控制电流端为2.5V以上电压）, Cosc的放电时间最短，振荡器的振荡频率最高，由式（3-8）给出

当Iosc电流为零时，振荡器的振荡频率最低。此时，Cosc通过外接电阻Rosc和RDT放电。当误差放大器输出电压比所需的偏置输入小两个二极管压降时，Cosc开始放电。最大的振荡放电时间由式（3-9）给出

图3-32 MC34066功能框图

每当振荡电容Cosc由晶体管VT1充电时，输出脉冲之间的最小时间（死区时间）可控制Cosc的充电时间改变。电阻RDT增大时，VT1到Cosc的传递电流减小，则增加了充电时间和输出死区时间。RDT由0增大到1kΩ时，死区时间由80ns增加到680ns。（当Cosc=300pF时）振荡器充电时间的表达式由方程式（3-10）给出

最小和最大的振荡频率可通过选择电阻Rosc和RVFO来进行控制，在选择RDT或所需的死区时间后，最小振荡频率的计算可由式（3-9）、式（3-10）得出方程式（3-11）

最大振荡频率的计算可用类似的方式由式（3-8）、式（3-10）得出式（3-12）

选择电阻RDT值将影响振荡波形的峰值电压，当RDT由零增大时，Cosc所需的充电时间相对于经振荡器比较器的传输延时将变大，因此减小上门限电压的过冲，振荡器波形的峰值电压从5.1V降到4.9V，当RDT为零时可得到最好的频率准确度。

（3）单稳态定时器

单稳态电容CT和振荡器电容同时经晶体管VT1充电，如图3-33所示。当振荡器关断VT1时，单稳态周期开始，允许CT放电。当电阻RT由CT放电到比较器的门限电压时，单稳态周期结束。CT从初始电压5.1V放电到3.6V门限电压，由式（3-13）给出单稳态周期

门限电压的误差和输出驱动器的传输延时将影响单稳态周期，为了保证准确性，改变RT和CT值可将控制器的输出脉冲调整到1.5μs的5%以内。

振荡器和单稳态比较器的输出一起“或”后产生ton脉冲，驱动触发器和输出驱动器。当振荡器放电时间超过单稳态期间时，完整的单稳态周期被传到输出级。假如振荡器放电时间小于单稳态周期，振荡器过早地终止脉冲会再触发单稳态比较器。图3-34左侧波形相当于不再触发工作，具有固定的开启和可变的关断时间。图3-34的右侧波形表示具有可变的开启时间和不变的关断时间。

（4）误差放大器

高性能误差放大器用做电源系统的反馈控制，误差放大器有内部补偿，直流开环增益大于70dB，输入偏移电压小于10mV，即保证最小增益带宽积为25MHz，输出工作电压范围为1.5～5.1V，这包括基准电压，当共模电压低于1.5V时，误差放大器输出为低，提供最小的振荡器频率。

振荡器控制电流由误差放大器输出电压经RVFO偏置电阻而确定，如图3-35所示，误差放大器输出的摆幅被钳位电路限制后而控制最高振荡频率，钳位电路经RVFO限制电压到2.5V，限制Iosc到2.5V/RVFO，振荡器准确度由钳位电压来实现，以便得到在正常外接元件下，fosc高端频率为1.0MHz。

输出选择振荡器和单稳态定时器产生的ton脉冲由控制触发器触发两个图腾柱输出驱动，如图3-36所示。ton正跳变控制触发器产生交变输出脉冲A和B，在启动时触发器被欠压锁定电路复位，以保证第一个脉冲呈现在输出A。

图腾柱驱动器适用于驱动功率MOSFET，并且能提供1.5A源漏电流。当驱动1.0nF电容负载时，上升、下降时间典型值为20ns，图腾柱驱动器中高的源漏电压耐量增加了在输出瞬变期间连通过高的导通电流的危险。MC34066采用一种极好的设计，实际上消除了连通，这样控制了高频工作时芯片中的功率耗散，给输出驱动器提供独立的接地端，以便将敏感的电容和大的瞬变电流相互隔离。

（5）外围支撑功能

MC34066谐振控制器提供许多支撑和保护功能，包括准确的起始电压，欠压锁定比较器软启动电路和故障检测器，这些外围电路保证电源能安全地开启、关断。当故障发生时，系统将快速地进入保护状态。

（6）欠压锁定和电压基准

欠压锁定比较器取样输入UCC电压和稳定的基准电压，如图3-37所示。当UCC增加到上门限电压时，UCC欠压锁定UVLO比较器是在基准稳压器的输出UREF上升到4.2V以后，UREF-UVLO比较器关断“UVLO”信号，使比较器为逻辑零状态，能使基准稳压器正常工作。当UCC减小到较低的门限电压时，UREF、UVLO比较器输出到逻辑“1”状态，基准稳压器不能正常工作。

UVLO调整端允许电源设计师选择VCC的UVLO门限电压，比较器开关在16V开启， 9V关断。假如该脚接到VCC端，最高和最低的门限电压分别减小到9.0V和8.6V，强迫UVLO调整端变低，VCC使UVLO比较器输入低电压（通过内部二极管），关断控制器。

基准稳压器提供准确的5.1V基准电压到内部电路并能给外部负载供给10mA电源，调整基准小于2%精度，并含有有效的短路保护。

（7）故障检测器

如图3-38所示高速故障比较器能使电源在故障情况下免受损坏，故障输入接到故障比较器的输入，假如该输入超过比较器的门限电压1V，置位故障锁定，两个逻辑信号同时使主控制电路失去作用。故障锁定输出与“UVLO”输出（UREF、UVLO比较器）“或”后，产生逻辑输出表明UVLO失效。该信号使振荡器和单稳态失去能力（使VT1一直导通），强迫Cosc和CT两个电容继续充电。

（8）软启动电路

图3-38所示的软启动电路，启动时以最低的电压改变振荡频率，逐渐上升直到反馈控制回路稳压，在软启动端（11端）外接电容C通过UVLO失效信号开始放电，电容器C上的低电压通过软启动缓冲器，保持误差放大器输出为低，在“UVLO失效”以后开关进入逻辑零，由9.0μA电流源给软启动电容C充电，缓冲器允许误差放大器输出跟随软启动电容C直到误差放大器输入稳压（或达到2.5V钳位），通常软启动功能用控制器工作在谐振频率以下，并可不接电容C使软启动失去能力。

3.3.2 移相谐振全桥软开关控制器UC1875/UC2875/UC3875系列

1.UC1875/UC2875/UC3875系列的性能特性

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878、UC2875/UC2876/UC2877/UC2878、UC3875/UC3876/UC3877/UC3878移相谐振控制器如图3-39所示，其特性如下。

0～100%占空比，可编程控制输出导通延迟，电压型或电流型拓扑相兼容，开关工作频率为1MHz,4个2A图腾柱输出，10MHz误差放大器，欠压锁定（UVLO），低的软启动电流（150μA），在UVLO期间输出低电平，具有软启动控制，有全周再启动过流比较门限及可调基准等。

各种型号集成控制器的欠压锁定门限及延迟设置情况见表3-1。

UC1875集成控制器用一个半桥支路对另一个半桥支路的移相开关实行全桥功率级的控制，使固定频率脉宽调制与谐振零电压开关相结合，在高频条件下具有高效性能，提供电压型或电流型控制，并具有用于快速故障保护的各自的过流关断。在每个输出级开启时插入死区时间，它为谐振开关工作提供了延迟时间。对每个输出延迟（A、B和C、D）可以分别控制。振荡器能工作在约2MHz的频率，实际应用的开关频率为1MHz。标准自激振荡型，带时钟/同步端，用户可以用这些器件接收外部时钟同步信号，或者可以将5个单位连接在一起，用最快的器件确定工作频率。

保护特性包括欠压锁定，保持所有的输出为有效的低态直到电源达到10.75V门限为止。为了可靠建立1.25V滞后，芯片电源提供过流保护且在70ns以内的故障在导通状态封锁输出。

其他的特性包括误差放大器具有超过7MHz带宽，5V基准，提供软启动及灵活的斜面产生和斜度补偿电路。

2．技术参数

这个系列器件有20端双列直插DIP,20端短翼（bat-wing）SOIC和2831线塑料封装PLCC，它们工作在0～70℃, -25～+80℃温度范围，具有密封封装，而表面封装工作温度为-55～+125℃。

最大额定值如下。

电源电压（UC、Ui）:20V；输出电流：直流0.5A；脉冲（0.5μs）:3A；模拟I/O端（引脚1、2、3、4、5、6、7,15、16、17、18、19）电压：-0.3～5.3V；工作结温：150℃；储存温度范围：-65～+150℃；引脚温度（焊接10s）:300℃。

这里指出的是参照20端封装。所有电压是对双列直插地端（20端），器件端电流为正入、负出。UC1875/UC1876/UC1877/UC1878集成电路的特性见表3-2。除非另外规定状态UC=Ui=12V, RFREQ=12kΩ、CFREQ=330pF, RSLOPE=12kΩ, CRAMP=200pF, CDELAYA-B=CDELAYC-D=0.01μF, IDELAYA-B=IDELAYC-D=500μA。

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878 -55℃＜TA＜125℃

UC2875/UC2876/UC2877/UC2878 -25℃＜TA＜85℃

UC3875/UC3876/UC3877/UC38780＜TA＜90℃

TA=Tj

3．引出端功能介绍

GND（信号地）：所有电压都是对GND而言，定时电容接在FREQ端上，在VREF端上旁路电容，在Vi上旁路电容，而斜面电容接在RAMP端，应直接接到信号地端。

PWRGND（功率地）：从VC到地部分（接到功率地）应用陶瓷电容旁路VC，任何所需的庞大的储能电容在这里应并联，功率地和信号地可以单点接地，以使噪声抑制最佳，并使直流压降尽可能小。

VC（输出开关电源电压）：供给输出驱动器及其有关的偏置电路，连接VC到3V以上稳压源，最好工作在12V以上，该电源应用等效串联电阻ESR和等效串联电感ESL，低的电容直接旁路到PWR GND。

Vi（主芯片电源电压）：该脚供电给集成电路上的逻辑电路和模拟电路，与驱动输出级不直接相连，Vi接到12V以上的电源，以保证合适的芯片功能，直到Vi超过最高的欠压锁定门限，这些器件将不起作用，该脚应用电容直接旁路从Vi到GND。当Vi超过UVLO门限时，电源电流将从100μA到超过20mA，假如不接到旁路地的电源，有可能立即再一次进入欠压锁定。

频率设置（振荡器频率置定端）：选择从频率设置到地间的电阻和电容，根据下列关系式调整振荡器的频率

时钟同步（双向时钟和同步端）：作为输出，该端提供时钟信号；作为输入，同时又用于同步端，在应用多个器件时，每个有自身的本振频率，也可用CLOCK/SYNC端连接在一起，而按最快的振荡器同步，该端也可用外部时钟同步该器件，提供高于本振频率的外部信号，在此端上需要接入电阻负载，以减小时钟脉冲宽度。

SLOPE（设定斜面斜度及斜度补偿）：从此端到VCC接电阻，将调整用于产生斜面的电流，连接此电阻RSLOPE到直流输入电压，将提供电压前馈。

RAMP斜面（电压斜面）：该端输入到PWM比较器，由此到地接入电容，在此点叠加的电压斜面具有斜率：

电流型控制可以用最少的外接电路器件来实现。在这种情况下，此端提供斜度补偿。由于在斜面输入和PWM比较器之间存在1.3V偏移，误差放大器输出电压可能超过有效的斜面峰值电压，用合适的RSLOPE和CRAMP值可以实现占空比的钳位。

E/AOUT（COMP）（误差放大器输出）：反馈控制的增益级，误差放大器输出电压低于1V为0°相移。

E/A（-）（误差放大器反相输入端）：通常接到与取样电源输出电压相接的电阻分压器上。

E/A（+）（误差放大器同相输入端）：通常接到基准电压，与E/A（-）端的取样电源输出电压电平相比较。

软启动：当Vi低于UVLO门限时，软启动将维持在GND（地），当Vi为正常时（假定非故障条件）软启动将用内部9μA电流源上升到约4.8V，在电流故障情况下（C/S+电压超过2.5V），软启动端将回到地，而斜面到4.87V，假如在软启动期间发生故障，输出将立即阻塞，而软启动必须在复位故障门限以前充满。对于并联控制器，软启动端可以并联到单个电容上，并外加充电电路。

C/S+（电流取样+）：电流故障比较器的同相输入端，其基准内设为固定的2.5V（从VREF分压得到），当该点电压超过2.5V时，设置电流故障锁定，输出强迫关断，并且软启动周期初始化，假如同相输入端超过2.5V的固定电压，使开关输出阻塞并保持低态直到C/S（+）端低于2.5V为止。在软启动开始工作以前，输出可在开关为0°相移，这样将保证不过早地传递功率到负载。

OUTA—OUTD（输出A—D）：输出为2A图腾柱驱动器MOSFET栅极和电平变化的变压器两种最佳设计，输出工作在50%正常的占空比，A—B用于驱动外部功率级一个半桥支路，并用时钟得到同步，C—D用于驱动与开关A—B具有相移的另一个半桥支路。

延迟设置A—B、延迟设置C—D（输出延迟控制端）：使用者控制电流可从该端到地设置相应输出对地导通延迟，引入在同一支路桥中一个开关关断和另一个开关导通之间的延迟，来提供外接功率开关发生谐振所需的时间，对两个半桥提供各自的延迟来适应谐振电容器充电电流的差别。

VREF：该脚为准确的5V基准电压，有60mA容量供给周围电路，并且有内部短路电流限制。当Vi低到足以使UVLO芯片动作时，VREF锁定这部分电路直到VREF达到接近4.75V为止，对于较好的结果应在VREF到VD之间接旁路0.1μF的低ESR、低ESL的电容。

4．工作原理

（1）欠压锁定（UVLO）部分

如图3-41所示，当电路加入电源，Vi低于UVLO上门限电压时，Ii在600μA以下，基准电压发生器将关断，故障锁定被复位，软启动端被放电，其他的输出端都保持低电平。

当Vi超过UVLO的上门限电压时，基准产生器导通，其余部分维持在关断状态，直到基准输出VREF超过4.75V为止。

（2）振荡器

高频振荡器可以工作在自激振荡或是外同步工作，对于自激振荡工作，FREQ端到地需外接电阻电容，如图3-42所示。

（3）同步

振荡器的时钟/同步端可以用多个UC1875同步，简单地将每个UC1875的时钟/同步端与其他芯片的同步端相连接，如图3-43所示。

所有集成控制器用最快的本地振荡器同步，需要接入R1到RN可以保持同步脉冲宽度不变。集成电路将同步在最高频率的TTL时钟上。

虽然每个UC1875/UC1876/UC1877/UC1878有本身的振荡频率，一组器件可用最快的振荡器驱动CLOCK/SYNC端实行同步。这种安排允许集成控制器之间的同步连接，没有任何的功能损耗，外部时钟信号同步可以用很小的外部电路完成，在CLOCK/SYNC端接电容器会增加时钟脉冲的宽度，并会影响系统性能。因此从CLOCK/SYNC端对地接入电阻是最佳的，但可以要求补偿电容接入此端，这些电阻在振荡器电路（图3-43）中表示为R1到RN。

（4）延迟电路和输出级

输出级电路构成如图3-44所示。在每个输出级，晶体管VT3～VT6组成高速图腾柱驱动器，具有总延迟约为30ns，高于1A峰值的源极电流或漏极电流。为了保证在开启前输出低电平，晶体管VT7～VT9组成自偏驱动器，以保证在电源达到导通门限以前VT6导通。当芯片电源为零时，该电路是能工作的，VT6也导通并保持芯片的故障逻辑部分的信号为低电平。提供死区时间的延迟是用C1实现的，C1在输出置高电平以前必须放电到Uth，时间由电流源I1确定，I1由外部电阻R T D程控，延迟端的电压初始稳压到2.5 V，死区时间控制在50～200ns，注意设法使延迟电路无法工作，延迟时间必须被控制。

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878的4个输出与全桥变换器电路接口如图3-45所示。

（5）故障及软启动

故障及软启动具体应用电路如图3-46所示。故障控制电路提供两种形式的功率关断，即完全关断4个输出级，或固定相移指令为零。当过流故障或电源电压过低时，全部关断，当软启动端达到其低门限时，开关信号得以产生，其相移按软启动电容的时间常数逐渐达到正常值。

故障逻辑保证在连续发生故障时将产生低频“hiccup”（打嗝）重循环，以迫使软启动电容在每个重启动的循环期末再充电。

（6）斜面产生

斜面产生可以用图3-47、图3-48所示方法产生电压型、电压前馈型、电流型带斜度补偿。

SLOPE/RAMP端电压工作型：①在Ui和SLOPE之间放置电阻RSLOPE，实现简单的电压型控制；②电压前馈，在电源电压和SLOPE端之间接入RSLOPE。

对于电流控制型斜面产生器，可以用SLOPE端接地并用RAMP端做直接电流取样输入到PWM比较器。图3-48所示具有SLOPE补偿的电流型结构，RCS接在电流取样变压器整流输出端上，而CR上电压加入斜度补偿。注意：RCS的值应足够低，以便使CR通过斜面电路完全放电。

3.3.3 UC3855A/UC3855B软开关功率因数预调节器

UC3855A/UC3855B系列软开关功率因数预调节器，是美国尤尼创公司（UnitrodeCor-poration）继UC3854系列平均电流模式高功率因数预调节器之后推出的又一种定频平均电流模式功率因数预调节器。UC3855A/UC3855B采用了先进的有源吸收技术，即零电压转换技术（ZeroVoltageTransitionTechnique, ZVT），最先将谐振软开关技术应用于升压PWM变换器。采用UC3855A/UC3855B之后，升压变换器的开关频率可以提高到500kHz，同时升压MOSFET的导通损耗和二极管的反向恢复损耗都大大降低，较之采用传统硬开关控制技术的功率因数预调节器大大前进了一步，因此一经推出就在市场上引起了不小的凡响。UC3855A/UC3855B系列高功率因数预调节器现由美国得州仪器公司生产。UC3855A/UC3855B系列高功率因数控制器进入中国市场的时间也比较长，并在高端功率因数前置变换器领域获得了广泛的应用，目前市场需求依然强劲。

UC3855A/UC3855B系列高功率因数预调节器分军品、工业品和民品三个等级，相对应的型号分别为UC1855A/UC1855B、UC2855A/UC2855B和UC3855A/UC3855B。下面以UC3855A/UC3855B为例对该系列高功率因数预调节器的特点、引脚功能、电气参数、工作原理及典型应用分别进行介绍。

1.UC3855A/UC3855B的特性和引脚说明

（1）UC3855A/UC3855B的特性

① 采用升压PWM控制，功率因数接近1。

② 定频平均电流模式控制，线电流畸变小。

③ 内置有源吸收电路（ZVT），工作频率高达500kHz，降低了EMI，提高了效率。

④ 内置电感电流合成器，利用单个电流互感器即可实现电流检测，提高了效率和噪声裕量。

⑤ 内置带线电压补偿器的精确模拟乘法器，适用于宽限输入应用。

⑥ 内置宽带、低失调电流放大器。

⑦ 具有完善的过电压保护和过电流保护功能。

⑧ 欠电压锁定阈值可选。

⑨ 内置7.5V精密基准电压，精度为1%。

（2）引脚说明

UC3855A/UC3855B采用DIL-20、SOIC-20、PLCC-20和LCC-20四种封装形式。下面以DIL-20为例进行介绍，其引脚排列如图3-49所示。

UC3855A/UC3855B的引脚功能简介如下：

1脚（CAO）：宽带电流放大器的输出端，同时还是PWM占空比比较器的一个输入端。电流放大器的输出信号控制PWM电路，实现对输入电流波形的校正。该端输出信号的变化范围是0.1～7.5V。

2脚（RVS）：电流合成器输出端。VSENSE（引脚16）上的3V电压经过缓冲后由该端引出，并在该端的接地电阻上生成与输出电压成正比的电流信号。该端作为电流合成器的输出端，同时还将该电流信号引入电流合成器中的放大器，作为一路输入信号。

3脚（CI）：电流检测信号输入端。该端外接接地电容，经过电平转移的电流检测信号施加于该端和GND之间的电容上。在升压功率MOSFET开关管导通时，电流检测互感器上的电流经过缓冲为该电容充电。而在MOSFET开关管截止时，电流合成器将对该电容进行放电，其放电速率与升压电感电流的变化率di/dt成正比。此时，放电电流的大小为

采用上述方式对CI上的外接电容进行放电，仅需一个电流互感器就可实现升压电感中的电流重建。

4脚（ION）：电流检测信号输入端。该端与电流互感器的二次侧输出相连，而电流互感器的一次绕组则与升压功率MOSFET的漏极串接在一起。该端的信号经过缓冲及二极管电平转移后，提供给CI上的外接电容。该电容的放电由电流合成器电路控制。电流互感器中的转换电阻在开关电流峰值时刻应能产生幅度为1V的输入信号电压。

5脚（CS）：电感电流波形信号输入端。CI上输出的电感电流重建信号经过一个二极管进行电平转移后送至该端。CS与电流放大器的反相输入端之间应接入电流放大器的输入电阻。CS上的波形通过平均电流检测电流放大器与乘法器输出波形信号相比较。另外，峰值电流限幅比较器的输入信号也引入该引脚。当CS上的电压超过1.5V时，比较器将被触发，门极驱动被禁止。

6脚（VRMS）：乘法器电压前馈补偿信号输入端。该端上的电压与交流输入线电压的有效值成正比，乘法器以的比例改变电流控制信号的大小，使功率保持恒定。VRMS上的电压信号来自与交流输入整流电压输出端相连的双极低通滤波器/电阻分压器。该特性使PFC升压前置变换器对输入交流线电压变化具有快速响应能力，同时适用于宽限输入应用场合。通常，该端电压为1.5V时，对应输入线电压下限；4.7V对应输入线电压上限。VRMS上电压的变化范围为0～5.5V。

7脚（OVP）：输出过电压检测信号输入端，同时与过电压保护比较器和使能比较器输入端相连。过电压比较器通过电阻分压器对升压前置变换器的直流输出高压进行检测。使能比较器的输入端与TTL电平兼容，可作为远控关断控制端。当电压检测信号低于1.8V时，使能比较器将使UREF、振荡器和PWM电路停止工作；当电压检测信号在1.8～7.5V之间时，使能比较器将使UC3855A/UC3855B处于有效工作状态。一旦电压超过7.5V，过电压滞回比较器将使PWM锁存电路置位，中止ZVTOUT和GTOUT的输出信号，直到检测电压降至7.1V以下，UC3855A/UC3855B电路才恢复正常工作状态。过电压比较器和使能比较器与PWM输出信号有着直接的逻辑关系，其传输延迟时间均为200ns。

8脚（REF）：精密基准电压输出端。该端可以向外围电路提供25mA的偏置电流，并具有内置短路限流功能。当VCC上的电压低于欠电压锁定阈值且OVP上的电压低于1.8V时， REF将停止输出。为了提高电路的稳定性，最好在该端与地之间接入一只容量至少为0.1μF的陶瓷电容。

9脚（VCC）：偏置电压输入端。该端内接20V齐纳二极管，钳位电流应低于10mA。实际应用中，该端应外接一只1μF接地电容。为降低损耗，该电容应是低ESR、低ESL的电容。UC3855A的导通阈值电压为15.5V，滞回电压为6V；而UC3855B的导通阈值电压为10.5V，滞回电压为500mV。

10脚（GTOUT）：栅极驱动信号输出端。该端可提供峰值达1.5A的驱动电流。为限制该端过冲，在GTOUT和升压功率MOSFET栅极之间应串接一只阻值至少为10Ω的限流电阻。同时还需要在GTOUT和地之间增加一只肖特基二极管，以减小输出信号下冲，避免电路误动作。

11脚（GND）：信号地。所有的旁路电容及定时电容都直接与该端相连，实际布线时，应保证引线尽可能短。

12脚（ZVTOUT）:ZVT电路输出端。ZVT电路的输出级实际上是图腾柱式功率MOSFET栅极驱动电路，其峰值电流为750mA。由于ZVT MOSFET的额定参数只有升压功率MOSFET的1/3，因此其峰值驱动电流不需要太大。为限制该端过冲，在ZVTOUT和ZVT MOSFET栅极之间应串接一只限流电阻。同时也需要在ZVTOUT和地之间加入肖特基二极管，以减小输出信号下冲，避免电路误动作。另外，该端还可用做大电流同步输出驱动端。

13脚（ZVS）:ZVT比较器输入端。该端用于检测升压功率MOSFET漏极电压的过零状态，当漏极电压接近零时，ZVT比较器将使ZVT锁存器复位。ZVTOUT输出脉冲信号的最大、最小宽度可由该端编程控制。为了直接检测升压功率MOSFET漏极高达400V的电压，需要在ZVS和升压功率MOSFET漏极之间接一个阻断二极管。当升压功率MOSFET漏极电压为零时，ZVS上的电压为0.7V，低于ZVT比较器的2.6V阈值电压。ZVTOUT输出脉冲的宽度近似等于振荡器消隐周期的长度。

14脚（CT）：振荡器定时电容接入端。PWM振荡器的工作频率由该端的接地电容决定，即

CT的容量至少应为200pF，并且应当选用高质量的，低ESR、低ESL的陶瓷电容，以避免电路杂散参数的影响。实际上，振荡器和PWM电路的实际工作频率可以达到500kHz。

15脚（VAOUT）：电压放大器输出端。在给定的输入电压范围内，该端电压将随输出负载的变化而变化，其变化范围被限定在100mV～6V之间。当VAOUT上的电压低于1.5V时，乘法器输出信号被禁止。

16脚（VSENSE）：电压检测信号输入端。该端是电压放大器的反相输入端，作为PFC升压变换器输出电压的反馈端。VSENSE通过电阻分压器对输出电压进行检测，生成标称电压为3V的电压检测信号。另外，电压环路补偿电路通常接在该端和VAOUT之间。为了保证电流合成器能够正常工作，VSENSE的电压在25℃时，应保持在1.5V以上。

17脚（SS）：软启动电容接入端。该端能够向外接软启动电容提供1.5μA的电流。

18脚（IMO）：乘法器输出端。该端同时也是电流放大器的同相输入端。由于该端的输出信号为电流信号，因此在该端与地之间应接接地电阻，其阻值与电流放大器输入电阻阻值相同，该端的共模工作范围为-0.3～5V。

19脚（IAC）：乘法器电流信号输入端。输入该端的电流值与整流后的交流输入线电压的瞬时值相对应。为满足过零检测的需要，该端电压为650mV，无须增加外接补偿电阻。IAC上的输出电流除以4后，输入电流合成器。

20脚（CA-）：电流放大器反相输入端。该端与该引脚之间应接补偿元件。CA-的共模输入电压范围为：-0.3～5V。

2.UC3855A/UC3855B的额定参数（见表3-3）

3.UC3855A/UC3855B主要电气参数（见表3-4）

4.UC3855A/UC3855B的工作原理

UC3855A/UC3855B是一种定频平均电流模式功率因数预调节器，将有源吸收技术，即零电压转换（ZVT）技术，应用于有源功率因数校正前置变换器中，显著提高了变换器的开关频率，最大限度地降低了升压MOSFET的导通损耗和二极管的反向恢复损耗，减小了EMI，获得了更高的效率。

UC3855A/UC3855B内部集成了精密基准电源、有源吸收电路（ZVT）、高频振荡器、电流合成器、单象限乘法器、平方器、除法器、电压放大器、欠电压锁定电路、过电压保护电路、使能电路、PWM比较器及PWM锁存器，其原理框图如图3-50所示。

（1）ZVT控制技术

随着变换器工作频率的不断提高，变换器的开关损耗显著增加。为了降低开关损耗，进一步提高变换效率，软开关技术应运而生。零电压转换技术（ZVT）是一种先进的谐振软开关技术，工作频率固定，能够在开关转换过程中实现升压功率MOSFET的零电压导通和升压二极管的零电流关断。

UC3855A/UC3855B将ZVT技术引入功率因数校正控制技术当中，图3-51所示为加入了有源吸收回路的升压变换器的原理简图。在图中，有源吸收电路由ZVT功率MOSFET VTZVT、二极管VD2、谐振电感Lr和谐振电容Cr组成。

ZVT工作时序波形图如图3-52所示。其具体工作过程分析如下。

图3-50 UC3855A/UC3855B原理框图

（t0～t1时刻）：在t0之前，升压功率MOSFET（主开关管）处于截止状态，二极管VD1导通，负载电流全部流过VD1。在t0时刻，ZVT功率MOSFET（辅助开关管）VTZVT导通。随着辅助开关管的导通，谐振电感Lr上的电流将线性上升至Ii。与此同时，二极管VD1中的电流逐渐下降。当电流降至零时，二极管关断，即实现了二极管的软关断。而在实际电路中，二极管需要经历反向恢复以去除结电荷。此时，ZVT谐振电感Lr上的电压为Uo，电感电流上升至Ii的时间t0,1为

（t1～t2时刻）：在t1时刻，谐振电感Lr中的电流升至Ii, Lr和Cr开始谐振。在谐振过程中，Cr放电，直到电压降至零。漏极电压变化率du/dt由Cr控制，Cr实际上是CDS与Coss的和。在Cr放电的同时，谐振电感中的电流则持续上升。漏极电压降至零所需的时间长度应是谐振周期的1/4。在谐振周期结束时，主开关管的体二极管导通。

（t2～t3时刻）：该阶段刚开始时，主开关管的漏极电压降至零，其体二极管导通。流过体二极管的电流由ZVT电感提供。由于电感两端的电压为零，因此二极管处于续流状态。而与此同时，主开关管实现了零电压导通。

（t3～t4时刻）：在t3时刻，当控制器检测到主开关管的漏极电压已降至零时，于是在关断ZVT辅助开关管的同时，导通主开关管。辅助开关管关断后，储存在Lr中的能量通过二极管VD2向负载传输。

（t4～t5时刻）：在t4时刻，VD2中的电流为零，此时电路的工作状态与普通的升压变换器相同。而实际当中，Lr将与辅助开关管的结电容Coss发生谐振，使二极管VD1阳极电压为负。

（t5～t6时刻）：这一阶段的工作过程与普通升压变换器几乎完全一致，主开关管关断，其漏-源结电容被充至Uo，主二极管开始向负载供电。由于一开始结电容使漏极电压为零，因此主开关管的关断损耗大大降低。

从上面的分析可以看出，增加有源吸收回路后，变换器仅在开关导通过渡时间内与普通的升压变换器有所区别，主功率级的电压和电流应力大大降低，而开关管和二极管都经历了软开关转换过程。由于开关损耗显著降低，变换器的工作频率可以大幅提高，同时变换效率几乎不受任何影响。因为二极管的损耗也大大降低，所以二极管的温升较低，可靠性得以提高。另外，采用软开关转换技术后，由升压二极管硬关断引发的EMI也得到有效抑制。

为了保证主开关管在零电压状态下导通，零电压辅助开关管在Cr上的谐振电压降至零这段时间内始终保持导通。为此，可以加入一段固定的延迟时间。该时间的大小等于输入电压下限、满负载状态下的零电压转换时间tZVT，即

但是在轻载或输入电压上限状态下所需的延迟时间并不需要如此之长，而且延迟时间过长会导致零电压转换电路的导通损耗也随之增大，同时主开关管的峰值电流应力也将加大，因此，实际当中延迟时间并不是固定的，而是变化的。UC3855A/UC3855B通过检测主开关管漏极上的电压何时降至零来控制延迟时间的长度。当主开关管的漏极电压低于ZVS引脚2.5V的阈值时，ZVT辅助开关管的栅极驱动信号中止，主开关管栅极驱动信号变为高电平。主开关管的开关周期在振荡器开始放电时开始，与此同时，ZVT栅极驱动信号变为高电平，并将一直保持高电平状态直到ZVT检测到零电压状态或放电周期结束时为止。振荡器放电时间的长度就是ZVT过渡脉冲宽度的最大值。这就保证了ZVT辅助开关管能够在需要时及时导通。ZVT控制波形如图3-53所示。

（2）控制电路工作原理及设计

UC3855A/UC3855B和UC3854A/UC3854B都是平均电流型高功率因数预调节器，虽然UC3855A/UC3855B采用了先进的ZVT技术，但是二者在PFC控制电路部分是相同的，因此一些参数的设计也是相同的，见表3-5。

① 振荡器：振荡器内置的电流源能够提供灌电流和拉电流。只需外接定时电容CT就可以对振荡频率进行设置。定时电容充电和放电电流的标称值分别为500μA和8mA。由前可知，ZVT转换脉冲宽度的最大值由振荡器放电时间的长度决定，而振荡器放电时间的长度大约占整个开关周期的6%。CT可按式（3-23）进行估算

②ZVT控制电路：ZVT比较器的阈值为2.5V。当ZVS上的主开关管漏极电压检测信号超过该阈值时，ZVT辅助开关管的驱动信号变为高电平，辅助开关管导通。随着主开关管的漏极电压检测信号的下降，ZVS上的电压被下拉至地电平，此时ZVT辅助开关管栅极驱动信号被中止，辅助开关管关断，主开关管在零电压状态下导通。ZVS检测电路简图如图3-54所示。电阻R12是上拉电阻，C6是滤波电容，ZVS上的电压最高可上拉至7.5V。为了在最大占空比条件下，ZVS上的电压能够达到2.5V, RC时间常数应尽可能小。谐振电容减缓了主开关管漏极电压的变化率du/dt，降低了ZVS电路对速度的要求。ZVS引脚电压的最大值应限制在UREF，否则可能造成ZVS电路被锁定而无法正常工作。

另外，也可以通过一个简单的电阻分压器对主开关管的漏极电压进行检测，但需要对检测信号进行滤波和钳位，以避免噪声信号注入ZVS引脚。

③ 栅极驱动：主开关管栅极驱动电路能够提供1.5A的峰值驱动电流，辅助开关管栅极驱动电路则能够提供0.75A的峰值驱动电流。考虑到ZVT电路的作用，对主开关管栅极驱动电路阻抗的要求可以放宽。由于主开关管在漏极电压为零时导通，因此可以不用考虑密勒电容效应的影响。而在主开关管关断时，在谐振电容的作用下，漏极电压变化率du/dt被减缓。另外，与主开关管相比，辅助开关管要小得多，因此其栅极驱动电路的驱动能力相应也要小许多。

④ 乘法器/电阻分压器：UC3855A/UC3855B中的乘法器与UC3854A/UC3854B中的乘法器完全相同，具有输入电压前馈功能，使环路增益不受输入电压的影响。在乘法器中需要确定的参数有三个，分别是UVRMS、IIAC和RIMO。

乘法器通过对线电流进行编程控制实现功率因数校正。乘法器的输出与VRMS引脚电压的关系为

乘法器具有功率限制功能，该功能由电压环路误差放大器的最大输出电压决定，而误差放大器的输出电压UEA与输入功率成正比。如果交流线电压下降两倍，前馈电压将减小四分之一，这将导致乘法器输出电流增大两倍，因此交流线电压提供的功率将保持恒定；反之，如果负载增大，而线电压保持不变，UEA将上升，系统所需的线电流也将增大。

通常情况下，乘法器将根据误差放大器的最大输出电压值来限制输入线电压下限时的最大功率。将式（3-24）整理后得到

由于乘法器的最大输出电流被限制在2IIAC，因此式（3-25）又可以改写为

将UEA=6V代入得到

UVRMS=1.5V

求出UVRMS之后，就可以确定与交流输入整流电压输出端相连的双极型低通滤波器/电阻分压器的结构。为了减小乘法器输入端上的二次谐波，前馈电压中的纹波应尽可能低。双极低通滤波器将在VRMS引脚上生成一个直流电压。由于输入电压是按有效值来定义的，因此必须考虑直流有效值因子，此处为0.9。假设输入线电压下限为85V，则衰减比为

在输入线电压上限为270V时，相应的UVRMS=4.763V，而URMS的共模输入范围是0～5.5V，因此计算结果符合要求。

UR M S电路的结构如图3-55所示。其中，R9 A=R9 B=390k Ω, R10=120kΩ, R11=18kΩ, C4=0.082μF, C5=0.47μF。

在输入线电压上限时，IIAC可取500μA，对应由交流输入整流电压输出端到引脚IAC的总阻抗为766kΩ。

乘法器的输出电阻RIMO可在输入线电压下限时的最大负载电流条件下求出。此时，乘法器的输出电压将为1V，输出电流为1V/RIMO。将其代入式（3-24）中可以得到

在输入线电压下限时，IIAC将等于156μA, UEA将取得最大值6V，而UVRMS将等于1.5V。将上述取值代入式（3-28）可以得到

RI M O=3.2k Ω

⑤ 电流合成器：UC3855A/UC3855B内置的电流合成器使电流检测过程大大简化。当开关管导通时，开关电流的大小与电感电流相等，而且可以利用单个电流互感器进行检测。电流合成器在开关管导通时对电容C1充电，充电电流的大小与开关电流的大小成正比。而在开关管截止时，UC3855A/UC3855B将重建电感电流的波形。实现对电感电流精确测量的关键是重建电感电流的下斜坡的斜率，即

由式（3-29）可知，只要电容CI的放电电流的大小与（UOUT-UAC）成正比，就可以准确地重建电感电流波形，电容CI放电波形的斜率为

放电电流的大小可以通过式（3-31）计算得到

电阻RRVS中的电流与IIAC/4的比率应当与UOUT与UAC的比率相等。如果IIAC/4=125μA，由于IDIS的典型值为5μA，因此流过电阻RRVS中的电流应为130μA，即

整理后有

由于在UAC=0时，电感电流斜率最大，因此将式（3-29）和式（3-30）联立可解出

式中 N——电流互感器的匝比，N=NS/NP；

RS——电流检测电阻。

电流合成器的失调电压大约为20mV，该失调电压将会导致输入线电流在过零点发生畸变。为了对失调电压进行补偿，需要在引脚VREF和IMO之间接入一只补偿电阻，其大小由电阻RIMO和电流合成器输出端的失调电压共同决定。当失调电压为20mV、RIMO为3.3kΩ时，该补偿电阻的大小降为1.2MΩ。

⑥ 电流检测：UC3855A/UC3855B对开关管电流的检测主要是通过电流互感器实现的。此处不宜采用检测电阻进行检测，原因是功耗较大。

在采用电流互感器时，需要考虑一些实际问题。由于开关频率高达几百赫兹，必须要保证磁芯可靠复位。在功率因数校正电路中保持较高的占空比相对而言增加了一定的难度。另外，在ZVT电路中，检测和复位技术比较复杂，掌握起来比较困难。由于ZVT电路在工作时将从线电流中涉取电流，因此容易成线电流的畸变。为最大限度地减小畸变，应对ZVT电路的工作电流进行检测，在电流互感器后面接入谐振电感可以保证这一点。如果谐振电容跨接在MOSFET的漏极和源极两侧，即位于电流互感器的下方，当主开关管关断时，电流将流入谐振电容。在线电压过零时，占空比接近100%，但由于谐振电容的作用，该电流将消耗掉一小部分电流互感器的复位时间。如果电流互感器因此没有足够的时间复位，磁芯将会饱和，并造成输入线电流在过零点发生畸变。因此推荐电流互感器采用下面的电路结构，即谐振电容跨接在电流互感器的上方，如图3-56所示。

在该电路中，对谐振电容中的电流检测是在辅助开关管导通过程中实现的。由于这一工作过程发生在开关周期刚刚开始时，因此电流互感器的复位时间不会有任何损失。将谐振电容接在电流互感器的上方不会对主开关管du/dt的控制产生任何影响。由于UC3855A/UC3855B控制的是平均电流，因此无论是在开关管周期开始阶段还是结束阶段对谐振电容中的电流进行检测，都不会对UC3855A/UC3855B的控制产生影响。

注意：对电流互感器的结构、复位时间及位置等要认真考虑，因为低频电流互感器，如工作频率为20kHz的电流互感器，在100kHz甚至更高的开关频率下的性能显著下降，不能满足实际工作要求。

⑦ 电流误差放大器：电流误差放大器的作用是使输入电流跟随正弦基准信号变化。误差放大器的同相输入端正是乘法器的输出端，而其反相输入端则通过一只电阻与电流合成器的输出端相连，其阻值一般与RIMO相同。

电流误差放大器的输出信号与PWM比较器的锯齿波信号相比较，以确定占空比的大小。占空比在输入线电压过零时取得最大值。由于占空比接近100%，因此增加了电流互感器复位的难度。通常，PWM控制器在振荡器放电期间占空比为零，而在ZVT工作模式下，占空比能够达到100%。然而实际中，这是不允许的，因为一旦占空比接近100%，将导致电流互感器饱和，造成电流放大器过补偿，从而引起输入线电流在过零点发生畸变。另外，如果电流互感器饱和，其电流限幅功能就会失效。因此，需要在电流放大器的输出端增加外接钳位电路，以限制最大占空比。

确定钳位电压的大小非常简单，如果在启动期间电流放大器的钳位设得过低，系统虽然能够工作，但输入线电流的过零畸变较大。系统正常工作后，钳位电压可以逐渐增大，直至电流互感器不再饱和，同时线电流的总谐波失真也将降至正常水平。

在深度轻载或空载条件下，从输入线电流中获取的平均电流的大小要低于正常值。为了避免过电压情况的发生，如果误差放大器的输出电压低于1V，控制器将进入脉冲跳跃模式。另外，在输入线电压上限条件下，当CAO低于1V时，脉冲跳跃比较器就被激活，比较器的输出送至过电压保护/使能（OVP/ENABLE）电路中的“或”门输入端，使“或”门输出高电平。该信号将防止ZVT辅助开关管和主开关管的栅极驱动信号变为高电平。

⑧ 电压误差放大器：电压误差放大器通过引脚VSENSE对输出电压进行检测，输出电压检测信号与内置3V基准电压相比较。因此，电压误差放大器的输出功率将与输出功率成正比。电压误差放大器输出电压的范围为0.1～6V，其输出端同时也是乘法器的一个输入端，当该端电压低于1.5V时，乘法器的输出将被禁止。

⑨ 保护电路：UC3855A/UC3855B将使能端和过电压保护电路集成在了一起，通过输出过电压检测信号输入端与外部电路相连。使能比较器的阈值为1.8V，当输出过电压检测信号输入端上的电压低于1.8V时，基准电压和振荡器将停止工作。过电压保护比较器的阈值为7.5V，当输出过压检测信号输入端上的电压超过7.5V时，栅极驱动信号将被中止。因此，过电压保护电路中的电阻分压器应确保在发生过电压故障时，输出过电压检测信号输入端的电压高于7.5V。根据上述特性，可以确定UC3855A/UC3855B的最低启动电压。例如，如果规定输出电压超过450V为过电压状态，则电阻分压器中引脚VOUT到OVP之间的分压比应为60∶1，此时对应的最小启动线电压为76URMS。

UC3855A/UC3855B具有逐个脉冲电流限幅功能。前置变换器从母线获取的最大平均功率由乘法器的功率限制功能决定。但是，在开关转换瞬间或过电压状态下，还需要增加峰值电流限幅功能。实际上，当引脚ION上的主开关管开关电流检测信号超过1.5V时，电流限幅比较器将关断栅极驱动信号。

⑩ 软启动和欠电压锁定：UC3855A/UC3855B具有软启动功能。引脚SS能够向外接的软启动电容提供1.5μA的拉电流。这样就保证了系统平滑启动。

UC3855A的导通阈值为15.5V，滞回电压为6V。而UC3855B的导通阈值则为10.5V。

3.3.4 SLE4520三相PWM集成电路

SLE4520三相PWM集成电路是一种应用AC-MOS技术制作的低功耗高频大规模集成电路，是一种可编程器件。它能把3个8位数字量同时转换成三路相应脉宽的矩形波信号，与8位或16位微机联合使用，可产生三相变频器所需的六路控制信号，输出的SPWM波的开关频率可达20kHz，基波频率可达2600Hz，因此适用于IGBT变频器或其他中频电源变频器。

1.SLE4520的引脚功能

SLE4520为双列直插式28脚芯片，如图3-57所示。它有13个输入端、5个控制端、8个输出端、2个电源端，各引脚功能见表3-6。

2.SLE4520内部结构框图及工作原理

（1）内部结构。SLE4520内部结构框图如图3-58所示，共包括17个单元电路：3个（对应于U、V、W三相的）8位数据锁存器，3个可预置8位计数器，3个过零检测器，一个4分频锁存器，一个可编程1∶n预置分频器、一个4位死区时间寄存器，一个1∶4地址译码锁存器，一个通/断控制触发器，一个振荡器，以及一个脉冲放大器。这些单元电路分别与SLE4520内部数据总线或控制总线相连。

SLE4520采用内部译码结构，各寄存器地址见表3-7。

（2）数字量如何转换为脉宽。在片选信号CS有效、SETSTATUS及INHIBIT端信号无效的情况下，当ALE、WR信号有效时，由微机输出的地址数据经由数据总线P0～P7写入地址译码锁存器。然后，根据地址译码，由微机输出的SPWM脉宽数据分别写入3个8位数据锁存器。在SYNC端输入触发脉冲信号后，三相的脉宽数据同步地装入减法寄存器，并开始进行减1计算。一旦哪一相减1计数器减到零，则该相过零检测器就发出信号，使该相输出由高电平（无效）变为低电平（有效），形成一个脉冲。计数器减到零后即停止工作，直到下一个SYNC端的同步触发脉冲到来，再使该相输出为高电平。

（3）开关频率的选择。减1计数器的减法速度由4位预分频器及可编程分频器控制。这样，可以通过编程方便地改变开关频率，实现输出频率的微调。

可编程分频控制器的分频比率由分频控制寄存器设置。设置数值与分频比率的关系见表3-8。

确定计数器的分频比率后，根据下述的方法选择开关频率，即开关频率的周期长度应正好是最大的脉冲宽度。例如，使用8031微机，在12MHz晶振下，计数器分频比率为1∶12时，则计数频率为1MHz，减1一次为1μs。因此，若送入计数器的最大脉宽数据为（7位），则128μs时减1计数器到零。因此，开关频率为1/128μs≈7.8kHz。若送入计数器的最大脉宽数据为0（8位），则256μs后减1计数器到零。因此，开关频率为3.9kHz。表3-9给出了若干计算结果。

（4）死区位移寄存器和死区时间设定。死区时间是把脉宽调制信号与一个延迟信号相结合而获得的。具体地讲，由于SLE4520每一路输出都是低电平有效，所以死区时间的形成是通过延迟脉冲负沿到来的时刻获得的，而这个“延迟”又是通过一个4位位移寄存器来设定的，共16种。位移寄存器的时钟，即延迟时钟的频率是由在可编程分频器的分频控制寄存器中设置的数值来决定的。延迟时钟分频比率只有两种：1∶4,1∶6。可见死区时间取决于3个因素，即晶振频率、可编程控制器的设置数值及位移寄存器的设置数值。表3-10给出了12MHz晶振时的死区时间。

（5）输出级。在没有死区时间的情况下，PH1/2的输出信号与PH1/1的输出信号是相反的；PH2/2的输出信号与PH2/1的输出信号是相反的；PH3/2的输出信号与PH3/1的输出信号也是相反的，均为低电平有效。输出信号的负沿都向右延迟一个由程序设置的死区时间。输出级电流可达20mA，可直接驱动TTL电路或隔离用的光耦。

输出级可以动态封锁或静态封锁。在INHIBIT（19脚）信号有效期间，SLE4520的6个输出端均被置为高电平。这时，若输出是连接到光耦中发光二极管的阴极，则发光二极管无电流，变频器的6个开关器件全部被封锁。在开始工作时，封锁输出是很重要的。这是因为只有晶振输出已建立，并且在初始化程序执行后，才能有正确的脉宽调制脉冲输出。因此，微机必须有一个输出口与INHIBIT端相连，在接通电源后，微机将此输出口置为高电平，封锁输出。而在初始化程序结束后，再将此端口置为低电平，允许SLE4520输出。

封锁输出的另一种方法是将状态触发器的置位端SETSTATUS（22脚）加一个高电平。这种方法可用于各种故障保护。故障状态可由状态触发器的输出端STATUS（20脚）接指示器来指示，并可用此信号将故障状态通知微机。故障排除后，给状态触发器的清零端CLR STATUS（21脚）输入一个高电平脉冲，即可解除封锁，导通SLE4520的SPWM信号输出。

如上所述，SLE4520是一个可编程三相PWM集成电路，与微机配合使用能把三路8位数字量转换成三路脉宽调制信号，形成三相SPWM波，驱动三相功率开关器件。虽然也可以和16位微机配合使用，但因SLE4520是8位可编程芯片，一般情况下可与8位微机配合使用。