2.5　模拟电路设计实例

2.5.1　电源电路设计

2.5.1.1　电源电路组成

电源是给电子设备提供能量的电路。大多数的电子设备要用到直流电，直流电的最简单的供电方法是用电池做电源。但电池有成本高、体积大、需要不断更换（蓄电池则要经常充电）的缺点，因此最经济可靠而又方便的是使用整流电源。电子电路中的电源一般是低压直流电，所以要把220V/50Hz的市电变换成电路所需要的直流电，应该先把220V交流电变成低压交流电，再用整流电路变成脉动的直流电，最后用滤波电路滤除脉动直流电中的交流成分后才能得到直流电。由于很多电子设备对电源的质量要求很高，所以一般还需要再增加一个稳压电路。因此，整流电源的组成一般有四大部分，即变压电路、整流电路、滤波电路、稳压电路，如图2-19所示。在这四部分中根据稳压电路的不同，可将电源分为串联调整型稳压电源、开关电源、集成稳压电源。

图2-19　整流电源的组成

直流稳压电源的技术指标可以分为两大类：一类是工作参数，反映直流稳压电源的固有特性，如输入电压、输出电压、输出电流、输出电压调节范围；另一类是性能参数，反映直流稳压电源的优劣，包括稳定度、等效内阻（输出电阻）、纹波电压及温度系数等。

（1）工作参数

① 输出电压及调节范围　在符合直流稳压电源工作条件的情况下，能够正常工作的输出电压及调节范围。

② 最大输入电压　保证直流稳压电源安全工作的最大输入电压。

③ 最大输出电流I_omax　保证稳压器安全工作所允许的最大输出电流。

④ 输出负载电流范围　输出负载电流范围又称为输出电流范围，在这一电流范围内，直流稳压电源应能保证符合指标规范所给出的指标。

⑤ 功耗P　直流稳压电源在将交流电转变为稳定直流电的过程中要消耗功率，主要是将电能转化成热能散发掉了，大部分是稳压电路消耗的，因此设计稳压电路时要注意散热问题。

（2）性能参数

① 电压调整率S_U　电压调整率是表征直流稳压电源稳压性能优劣的重要指标，又称为稳压系数或稳定系数，它表征当输入电压U_i变化时直流稳压电源输出电压U_o的稳定程度，通常以单位输出电压下的输入和输出电压的相对变化量的百分比表示。

② 输出电阻R_o　输出电阻又称为负载调整率，是指在负载变化而输入电压不变的条件下，稳压电源抗负载变化的能力。输出电阻（又称等效内阻）用R_o表示，它等于输出电压变化量和负载电流变化量之比。

③ 纹波抑制比S_R　纹波抑制比反映了直流稳压电源对输入端引入的市电电压的抑制能力，当直流稳压电源输入和输出条件保持不变时，纹波抑制比常以输入纹波电压峰-峰值与输出纹波电压峰-峰值之比表示，一般用分贝数表示，但是有时也可以用百分数表示，或直接用两者的比值表示。

④ 温度系数S_T　集成直流稳压电源的温度稳定性是在所规定的直流稳压电源工作温度T_i最大变化范围内（T_min≤T_i≤T_max），直流稳压电源输出电压相对变化的百分比值。

2.5.1.2　分立元件的串联调整型稳压电源设计

线性电源原理与制作可扫二维码学习。

（1）设计任务和要求

任务：设计一个分立元件的串联调整型稳压电源。

要求：将220V交流市电转化为所需要的直流电，条件如下。

输出电压：U_o=+12V；

输出电流：I_o=500mA；

稳压系数：S≤5%；

输出电阻：R_o<0.15kΩ。

（2）电路设计原理

① 降压电路　其作用就是将220V交流市电通过变压器降低为所需要的低压交流电，主要元器件为铁芯变压器。根据整流电路的设计要求，如果选择的整流电路为全波整流，要选择中心抽头的变压器；如果选择桥式整流电路，则选择单输出的变压器即可。自己如何制作变压器可扫二维码学习。

② 滤波电路　整流后得到的是脉动直流电，滤波电路就是要滤除脉动直流电中的交流成分，得到平滑的直流电。电路形式有以下几种。

a.电容滤波。把电容器和负载并联，如图2-20（a）所示，正半周时电容被充电，负半周时电容放电，可使负载上得到平滑的直流电。

U_L=（1.1～1.2）U₂

电容放电的时间τ =R_LC越大，放电过程越慢，输出电压中脉动（纹波）成分越少，滤波效果越好。一般取τ≥（3～5）T/2，T为电源交流电压的周期。

b.电感滤波。电感滤波电路利用电感器两端的电流不能突变的特点，把电感器与负载串联起来，如图2-20（b）所示，以达到使输出电流平滑的目的。从能量的观点看，当电源提供的电流增大（由电源电压增加引起）时，电感器L把能量存储起来；而当电流减小时，又把能量释放出来，使负载电流平滑，所以电感L也能滤除脉动电流中的交流成分。

c. LC滤波。用1只电感和1只电容组成的滤波电路因为像一个倒写的字母“L”，被称为L形，如图2-20（c）所示。用1只电感和2只电容组成的滤波电路因为像字母“π”，被称为π形，如图2-20（d）所示，这是滤波效果较好的电路。

d. RC滤波。电感器的成本高、体积大，所以在电流不太大的电子电路中常用电阻器取代电感器而组成RC滤波电路。同样，它也有L形，如图2-20（e）所示；n形滤波电路如图2-20（f）所示。

图2-20　滤波电路形式

③ 稳压电路　交流电网电压的波动和负载电流的变化都会使整流电源的输出电压和电流随之变动，因此要求较高的电子电路必须使用稳压电源。有放大和负反馈作用的串联型稳压电路是最常用的稳压电路，它的框图和电路如图2-21（a）、（b）所示。它是从取样电路（R₃、R₄）中检测出输出电压的变动，与基准电压（U_z）比较并经放大器（VT2）放大后加到调整管（VT1）上，使调整管两端的电压随之变化。如果输出电压下降，就使调整管管压降也降低，于是输出电压被提升；如果输出电压上升，就使调整管管压降也上升，于是输出电压被压低，结果就使输出电压基本不变。在这个电路的基础上发展成很多变形电路或增加一些辅助电路，如用复合管作为调整管，输出电压可调的电路，用运算放大器作为比较放大的电路以及增加辅助电源和过流保护电路等。

图2-21　串联型稳压电路

（3）设计步骤　以最常见的桥式整流电容滤波为例进行电路设计。桥式整流电容滤波电路如图2-22所示，已知u₁是220V交流电源，频率为50Hz，根据设计要求，直流电压U_L=12V，负载电流I_L=500mA。求电源变压器副边电压u₂的有效值，选择整流二极管及滤波电容。

图2-22　桥式整流电容滤波电路

因此，选用标称值为2200μF/25V的电解电容。

（4）稳压电路的选择与计算　稳压电路采用具有放大和反馈功能的串联调整型稳压电路，根据设计要求I_C= 500mA，调整管采用中功率或大功率晶体管，设其电流放大系统β₁为30，则调整管最大基极电流，用小功率的比较放大管直接推动有困难，因此，使用两管复合作为调整管，如果VT2的β₂=30，则VT2的最大基极电流，此时，用小功率管可以驱动，所以确定用两管复合作为调整器件，电路如图2-23所示。

① 复合调整管的选取。对于VT1应满足：

I_CM1>I_o=500mA

U_BR(CEO)1=U_tmax-U_tmin=16V-12V=4V

P_CM1=（U_tmax-U_tmin）I_cm=4V×0.5A=2W

由晶体管手册查出3001A的参数如下：

I_CM=0.5A

U_BR(CEO)=20V

P_CM=25W

β=12～100

可以满足上述要求，选β₁>25的管子。

VT2满足以下条件：

满足上述要求，选β₂>40的管子。

② 基准电压电路的选定。取分压比为n=0.6，计算

U_W=nU_o=0.6×12V=7.2V

选用2CW55硅稳压二极管，参数如下：

稳定电压：U_W=（6.2～7.5）V

稳定电流为I_W=5mA，R_W=23.5kΩ

限流电阻R₃满足以下条件：

0.15kΩ<R₃<0.96kΩ，取R₃=820Ω。

④ 比较放大电路的计算。采用晶闸管3B×31C作为比较放大管，其β₃>80，则取R₄=4.7kΩ。

⑤ 电容C₂和C₃的选定。为消除稳压电源内产生的自励高频振荡，在VT2的基极与地之间跨接一小电容C₂（0.05μF/160V），另外在稳压电源输出端加一滤波电容C₃，以减小纹波电压，C₃取500μF/30V。

（5）印制板设计实例

① 电路原理图样图。串联调整型稳压电源如图2-24所示。

图2-24　串联调整型稳压电源

② 稳压电源的设计参数。输出电压范围为1.5～9V；输出电流500mA；电压调整率≤1%；电流调整率（内阻）≤0.5Ω；输出纹波电压≤5mV。

③ 设计电路板时考虑的因素。

• 整流滤波电容的位置应靠近整流二极管，这样整流以后的脉动直流电压可以及时得到滤波，以减少对后面电路的影响。
• 电源调整管的位置应设计在电路板的边缘，这样有利于安装散热片。
• 调整电压的电位器应设计在电路板的边缘，以便调整电压。
• 取样电路应靠近稳压电源的输出端，以便负载的变化能及时反映到取样电路。
• 因为输出电流较大，在布线时线应尽可能宽些，尤其是正负电源输出端，线宽应在1.5mm以上。
• 电路板设计成长方形，一端为交流输入，另一端为直流输出。

● 由于变压器较重且体积大、散热多，因此不宜放在印制板上。

④ 绘制印制板的步骤。

● 在SCH 99中绘制电路原理图，确定各元器件的封装并进行ERC校验，确认无误后执行菜单Design—Create Netlist，生成网络表。

• 进入PCBLib元器件库设计，手工设计如图2-25所示的电位器封装图。元器件库名设置为Newlib，元器件名设置为V_RP，四周的焊盘用于固定电位器的外壳，焊盘号均为0，中间的3个焊盘为引脚，依次定义引脚号为1、2、3，具体尺寸如图2-25所示。

• 

  图2-25　电位器封装图

• 进入PCB 99，新建一个PCB文件，将该文件更名；执行菜单Tools—Preference，并设置工作系统参数。执行菜单Design—Options，设置文档参数。在Layers选项卡中选中信号层为Bottom Layer（单面板），选中可视栅格1，2；在Options选项卡中设置单位制为Metric（公制），捕获栅格为0.5mm，可视栅格1为1mm，可视栅格2为10mm，电气栅格为0.25mm。
• 装入元器件封装库。将浏览器设置为元器件库浏览器，单击“Add/Remove”按钮，装入标准元器件库Advpcb.ddb和自建元器件库Newlib.Lib（内有电位器的封装）。
• 规划印制板。将当前层设置为禁止布线层Keep Out Layer，然后执行菜单Place—Track，在工作区绘制如图2-26所示的电路板边框。

• 

  图2-26　规划印制板

• 在印制板上放置定位螺孔6个，螺孔的直径为3mm。定位螺孔的放置方法如下：在图中相应位置放置焊盘，然后将焊盘的孔径设置为与焊盘直径相同，如图2-27所示。

图2-27　装载元件

• 执行菜单Design—Netlist，载入网络表，忽略元器件引脚错误的提示，确定网络表其他内容无误后，单击“Execute”按钮，将元器件调入工作区，如图2-27所示。
• 通过Tools—Auto Place自动布局。自动布局的效果一般不是很理想，需要进行手工调整。确定元器件封装在电路板上的位置，注意尽量减少网络飞线的交叉，如图2-28所示。为了使图面更简洁，将元器件的型号或标称值隐藏，具体方法如下：双击元器件，选中Comment选项卡，选中Hide复选框，然后单击“Global”按钮，在Change Scope下拉列表框中选中All Primitives，单击“OK”按钮，即可实现隐藏。

从图2-28中可以看出二极管、电位器缺少网络飞线，三极管的网络飞线有错。主要原因是印制板中的元器件和原理图中的元器件引脚不匹配，如二极管在印制板中的引脚号为A、K，而在原理图中为1、2：电位器在原理图中引脚号为1、W、2，而在印制板中定义为1、2、3；三极管中的E、B、C极在原理图中定义的引脚号为3、1、2，而在印制板中为1、2、3。

图2-28　元器件布局

• 按上述的顺序依次修改二极管、三极管和电位器的焊盘编号，重新装载网络表文件，并对电路布局进行局部调整，最后的电路如图2-29所示。为了使焊盘编号显示更完整，在该图中将焊盘上的网络隐藏，方法如下：执行菜单Tools—Preferences，在弹出的对话框中选中Show/Hide选项卡，再取消对Show Pad Net复选框的选择即可。

图2-29　调整后的布局图

元器件调整完毕后，执行菜单Tools—Align Component—Move To Grid，将元器件移到栅格上，这样能提高布线质量和效率。

• 手工布线，执行菜单Place—Pad，放置焊盘，设置好焊盘的网络。执行菜单Place—Track放置连线，其最终的效果如图2-30所示。

图2-30　手工布线后的PCB效果图

2.5.1.3　采用集成稳压器的直流稳压电源

集成稳压器以小功率三端集成稳压器应用最为普遍，常用的型号有W78××系列、W79××系列、W317系列、W337系列等。如何检测三端稳压器可扫二维码学习。

（1）W78/79系列固定输出的三端集成稳压器　固定输出的三端集成稳压器的三端指输入端、输出端及公共端三个引出端。W78/79系列三端集成稳压器是较常用的固定式三端集成稳压器，其三个引脚分别是电压输入端（U-IN）、接地端（GND）和电压输出端（U-OUT）。78系列三端集成稳压器为正电压型，79三端集成稳压器为负电压型，型号后两位数字为输出电压值。图2-31所示为W78/79系列三端稳压器的外形。在根据稳定电压值选择稳压器的型号时，要求经整流滤波后的电压要高于三端集成稳压器的输出电压2～3V（输出负电压时要低2～3V），但不宜过大。

W78/79系列三端集成稳压器内部由启动电路、基准电压、恒流源、误差放大器、保护电路、调整管等组成，如图2-32所示。78系列三端集成稳压器又分为78L××、78M××、78N××、78××、78S××、78H××和78T××七个系列。它们的内部电路结构相同，只是输出电流及封装形式等有所差异。

图2-32　W78/79系列三端集成稳压器内部框图

① 基本应用电路　固定输出的三端集成稳压器的基本应用电路如图2-33所示。图中：C₁用以抑制过电压，抵消因输入线过长产生的电感效应并消除自励振荡；C₂用以改善负载的瞬态响应，即瞬时增减负载电流时不致引起输出电压有较大的波动。C₁、C₂一般选涤纶电容，容量为0.1μF至几个微法。安装时，两电容应直接与三端集成稳压器的引脚根部相连。

图2-33　固定输出三端集成稳压器基本应用电路

② 扩展输出电压的应用电路　如果输出电压需要高于三端集成稳压器的输出电压，可采用如图2-34所示的升压电路。

图2-34　扩展输出电压电路

（2）17/37系列可调式三端集成稳压器　17/37系列三端集成稳压器是较常用的可调式三端集成稳压器，其三个引脚分别是电压输入端（U-IN）、电压调节端（ADJ）和电压输出端（U-OUT）。17系列三端集成稳压器为正电压型，37系列三端集成稳压器为负电压型，如图2-35所示。17/37系列三端集成稳压器内部由恒流源、基准电压、误差放大器、调整管和保护电路等组成，如图2-36所示。

图2-36　17/37系列三端集成稳压器内部框图

① 三端可调双电源稳压电路　图2-37所示为由LM117和LM137组成的正、负输出电压可调的稳压器。电路中的U_REF=V31（或V21）=1.2V，R₁和为120～240Ω，R₂和的大小根据输出电压调节范围确定。该电路输入电压分别为±25V，则输出电压可调范围为±（1.2～20）V。

图2-37　LM117和LM137组成的可调稳压器

② 并联扩流型稳压电源　图2-38所示为并联扩流型稳压电路，它是用两个可调式稳压器LM317组成的。输入电压U_i=25V，输出电流I_o=I_o1+I_o2=3A，输出电压可调范围为1.2～22V。电路中的集成运放741是用来平衡两稳压器的输出电流的。如LM317-1输出电流I_o1大于LM317-2输出电流I_o2时，电阻R₁上的电压降增加，运放的同相端电位U_P（=U_i-I₁R₁）降低，运放输出端电压U_Ao降低，通过调整端adj₁使输出电压U_o下降，输出电流I_o1减小，恢复平衡；反之亦然。改变电阻R₅可调节输出电压的数值。

图2-38　并联扩流型稳压电路

2.5.1.4　小型开关电源设计

开关电源是指通过电路控制调整管进行高速的导通与截止，使之工作在截止区和饱和区，将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压的电源。调整管截止时，相当于机械开关断开；调整管饱和时，相当于机械开关闭合。这种起开关作用的三极管就称为开关管，而用开关管来稳压的电源也就称为开关型稳压电源。开关电源基本原理可扫二维码学习，其检测、维修可扫附录七二维码详细学习。

开关电源优点很多：一是稳压范围宽，在一定范围内输出电压与输入电压变化无关，电视机采用的开关电源可以在110～240V内正常工作，是其他方式电源无法比拟的；二是效率高，由于采用开关振荡工作方式，开关管工作在截止区和饱和区，所以热损耗特别少，发热低，节能效果优于其他类型电源；三是结构简单，相对于其他相同功率的电源，开关电源的体积与重量要小得多。因此，在目前众多的电子设备中，开关式电源应用已经相当普遍。缺点就是电路复杂，维修困难，对电路的污染严重。开关电源类型很多，图2-39所示为一个简单实用的小型开关稳压电源电路图。

图2-39　实用小型开关稳压电源

例2-5　智能电动车充电电路设计

（1）对电动自行车智能充电器设计基本要求

① 根据电动自行车铅酸蓄电池的特点，当其为48V/12A·h时，采用限压恒流充电方式，初始充电电流最大不宜超过3A。也就是说，充电器输出最大达到52V/3A/130W，已经可满足。在充电过程中，充电电流还将逐渐降低。

② 智能充电器常见的几种充电模式如图2-40所示，有限流恒压充电模式、两阶段恒流充电模式和涓流脉冲充电模式。这三种充电模式均为业界推荐采用，其各阶段充电电流间的转换，都分别受有温度补偿的转换电压（包括快充最低允许电压、快充终止电压和浮充电压）控制。

图2-40　几种充电模式

充电起始阶段：用限流充电，也称为恒流充电；

充电中期：改为恒压充电；

充电后期：也是定压充电，但定压值比中期降低了一些，称为涓流充电，也称为浮充。此阶段，还可以采用脉冲模式。

（2）系统总体的设计

① 系统实现功能及技术指标

• 充电保护：在充电过程中，能够自行调节输出电流及电压，保证充电电压在52V左右。
• 充电显示：通过LED灯的闪烁，能够显示当前的充电状态。
• 电压参数：220V交流转换成52V直流。

② 系统实现结构图　 根据设计的要求和技术指标，能实现对充电过程的保护、充电状态显示等的方案很多。但要对方案的性能、成本、体积、难易程度等进行分析与比较，本着以满足功能要求为前提，综合考虑，确定方案。

在这里的智能充电器的设计包含四部分，即电源电路、振荡电路、保护电路及充电状态指示电路。结构图如图2-41所示。

根据图2-41所示，显然需要运算放大器、光电耦合器、场效应管等功能部件，其中的每一个功能部件又都有多种选择的余地，当我们对每一个功能部件进行分析、比较、选择和确定后，总体设计按照如下方案。

（3）电动车智能充电器电路设计原理　电动车充电器实际上就是一个开关电源加上一个检测电路，目前很多电动车的48V充电器都是采用KA3842和比较器LM358来完成充电工作，设计电路原理图如图2-42所示。

图2-42　智能充电器电路设计原理图

设计原理如下：220V交流电经LF1双向滤波VD1～VD4 整流为脉动直流电压，再经C₃滤波后形成约 300V 的直流电压，300V直流电压经过启动电阻R₄为脉宽调制集成电路 IC1的7脚提供启动电压，IC1的7脚得到启动电压后（7脚电压高于14V时，集成电路开始工作），6脚输出PWM脉冲，驱动电源开关管（场效应管）VT1工作在开关状态，通过VT1的S极-D极-R₇接地端。此时开关变压器T1的8-9绕组产生感应电压，经VD6、R₂为IC1的7脚提供稳定的工作电压，4脚外接振荡电阻R₁₀和振荡电容C₇决定IC1的振荡频率，IC2（TL431）为精密基准压源，IC4（光耦合器4N35）配合用来稳定充电电压，调整RP1（510Ω半可调电位器）可以细调充电器的电压，LED1是电源指示灯，接通电源后该指示灯就会发出红色的光。VT1开始工作后，变压器的次级6-5绕组输出的电压经快速恢复二极管VD60整流，C₁₈滤波得到稳定的电压（约53V）。此电压一路经二极管VD70（该二极管起防止电池的电流倒灌给充电器的作用）给电池充电，另一路经限流电阻R₃₈、稳压二极管VZD1、滤波电容C₆₀，为比较器IC3（LM358）提供12V工作电源，VD12为IC3提供基准电压，经R₂₅、R₂₆、R₂₇分压后送到IC3的2脚和5脚。

正常充电时，R₃₃上端有0.18～0.2V的电压，此电压经R₁₀加到IC3的3脚，从1脚输出高电平。1脚输出的高电平信号分三路输出，第一路驱动VT2导通，散热风扇开始工作，第二路经过电阻R₃₄点亮双色二极管LED2中的红色发光二极管，第三路输入到IC3的6脚，此时7脚输出低电平，双色发光二极管LED2中的绿色发光二极管熄灭，充电器进入恒流充电阶段。当电池电压升到44.2V左右时，充电器进入恒压充电阶段，电流逐渐减小。当充电电流减小到200～300mA时，R₃₃上端的电压下降，IC3的3脚电压低于2脚，1脚输出低电平，双色发光二极管LED2中的红色发光二极管熄灭，三极管VT2截止，风扇停止运转，同时IC3的7脚输出高电平，此高电平一路经过电阻R₃₅点亮双色发光二极管LED2中的绿色发光二极管（指示电已经充满，此时并没有真正充满，实际上还得一两小时才能真正充满），另一路经R₅₂、VD18、R₄₀、RP2到达IC2的1脚，使输出电压降低，充电器进入200～300mA的涓流充电阶段（浮充），改变RP2的电阻值，可以调整充电器由恒流充电状态转到涓流充电状态的转折电流（200～300mA）。

例2-6　蓄电池容量测量仪设计

（1）蓄电池容量测量仪设计基本要求　人们往往通过电动车能骑行多少里程来衡量蓄电池的容量大小，这种方法虽然比较直观，但只能作一个粗略的估算，要精确测量蓄电池的容量，可以让蓄电池恒流放电，测量出电池电压达到终止放电电压时的放电时间，用放电时间乘以放电电流就可以算出蓄电池的容量。

这里设计的蓄电池容量测量仪就可以用来测量电动车蓄电池的容量，结果用4位数码管显示，同时可以测量电池的电压。

（2）系统实现功能及技术指标

① 设计实现功能　现在市场上的电动车蓄电池每个单元为12V，由6个电池单格串联而成。电动车的蓄电池组一般由3个单元或4个单元串联组成，电压分别为36V和 48V。测量蓄电池容量首先要考虑的一个问题是选多大的电压来测，因为电池通过假负载放电时会产生很大的热量，选择电压要综合考虑，如用48V直接测，放电电流取3A，则功耗为144W，必须用大的散热板，并且要加风扇散热。这里选择对一个单元12V电池测容量，以放电电流为3A计算，功耗为36W，这样制作就比较简单了。如果我们要对多个电池同时测量，可以采用并联的方法测量，这时功耗不增加，只是测量的时间变长了。

② 设计技术指标

• 可测电池指标：蓄电池容量及寿命。
• 蓄电池电压：12V。
• 放电电流：3A恒流。
• 放电终止电压：10.5V。
• 蓄电池容量测试范围：0.00～150A·h。
• 测量仪由待检测蓄电池供电。

（3）设计电路原理思路　电路设计原理如图2-43所示，由单片机电路、恒流放电电路、电压测量电路、显示电路和蜂鸣器报警电路等部分组成（注意：在这里采用ATmega8、R₁、C₁等组成单片机电路是目前主流设计，具有实用性和代表性，为了提高测量的计时精度，单片机使用外部晶体振荡器提供时钟信号，时钟频率取8MHz）。

图2-43　蓄电池容量测量仪电路设计原理图

电路设计原理：电路利用ATmega8内部的模/数转换通道测量蓄电池电压，转换精度为10位。因为12V蓄电池充电后最高电压可达16.2V（ADC端电压限制），因此要用R₈、R₉组成的分压电路分压后才能测量。

测量结果由ATmega8的PD口输出7段字型码和小数点位到4位数码显示，ATmega8的PC1～PC4输出位驱动码，作动态扫描驱动输出。单片机的工作电源由被测蓄电池经78L05稳压后得到。

达林顿三极管VT、RP、R₃～R₆等组成恒流放电电路。VT的工作状态受ATmega8的PB2脚的控制，当PB2输出高电平时VT导通，调节RP可改变VT的基极电位，从而调节VT的工作电流。由于VT的发射极接有直流负反馈电阻R₄，因此当蓄电池在一定范围内变化时VT的工作电流能基本保持不变，从而起到恒流的作用，蓄电池的放电回路主要为R₄、VT、R₅和R₆组成，R₄～R₆上的功耗较大，故采用了大功率电阻，VT上的功率也比较大，故也加了散热片。S2是电压显示按钮，平时数码管显示的是蓄电池已放电的容量，按一下S2，则数码管显示电池电压1s。

测量仪接上被测的蓄电池后，电路即开始对电池容量开始测量，实际上就是开始计时，显示在数码管上的数值是放电电流和计时值的积。放电过程中发光二极管VD1发光指示。蓄电池放电后电压会逐渐下降，当电压低于10.5V时，PB2输出低电平，VT1截止，蓄电池停止放电，此时数码管显示的电池容量不再改变，该数值即所测电池的容量。与此同时，PB1输出周期为1s的脉冲信号，使蜂鸣器HA发出间隔的报警，告知蓄电池容量已测试完毕。

接上蓄电池开始测量的瞬间，如果单片机没有能正常上电复位，只要按一下S1即可开始测试。测量结果显示到小数点后面2位。

例2-7　红外线遥控电源插座设计

（1）红外线遥控电源插座设计基本要求　红外线遥控电源插座，由红外线发射器和红外线控制插座两部分组成，其中红外线控制插座包括机箱、输出指示灯、红外线接收窗口、输出电源插座、电源开关、电源线、熔丝及内藏的红外线接收控制装置；红外线发射器包括外壳、按钮及内藏的红外线发射装置。

（2）红外线遥控电源插座系统总体的设计原理　

红外遥控发射器原理框图：

遥控接收开关原理框图：

红外遥控系统结构主要分为调制、发射和接收三部分，如图2-44所示。

图2-44　红外遥控系统

调制红外遥控发射数据时采用调制的方式，即把数据和一定频率的载波进行“与”操作，这样可以提高发射效率和降低电源功耗。调制载波频率一般在30～60kHz，大多数使用的是38kHz、占空比1/3的方波，如图2-45所示，这是由发射端所使用的455kHz晶振决定的。在发射端要对晶振进行整数分频，分频系数一般取12，所以455kHz÷ 12≈37.9kHz≈38kHz。

图2-45　载波波形

发射系统目前有很多种芯片可以实现红外发射，可以根据选择发出不同种类的编码。由于发射系统一般用电池供电，这就要求芯片的功耗要很低，芯片大多设计成可以处于休眠状态，当有按键按下时才工作，这样可以降低功耗。芯片所用的晶振应该有足够的耐物理撞击能力，不能选用普通的石英晶体，一般是选用陶瓷共鸣器，陶瓷共鸣器准确性没有石英晶体高，但通常一点误差可以忽略不计。红外线通过红外发光二极管（LED）发射出去，红外发光二极管内部材料和普通发光二极管不同，在其两端施加一定电压时，它发出的是红外线而不是可见光。

图2-46是LED的驱动电路，图（a）是最简单电路，选用元件时要注意三极管的开关速度要快，还要考虑到LED的正向电流和反向漏电流，一般流过LED的最大正向电流为100mA，电流越大，其发射的波形强度越大。图（a）电路有一点缺陷，当电池电压下降时，流过LED的电流会降低，发射波形强度降低，遥控距离就会变小。图（b）所示的发射极输出电路可以解决这个问题，两个二极管把三极管基极电压钳位在1.2V左右，因此三极管发射极电压固定在0.6V左右，发射极电流IE基本不变，根据IE≈IC，所以流过LED的电流也基本不变，这样保证了当电池电压降低时还可以保证一定的遥控距离。

（3）红外线遥控电源插座系统的实用硬件设计

① 发射电路设计原理　T9148是通用红外线遥控发射集成电路（我们在遥控电源插座电路里只使用了它的开关机键，这纯粹是前面讲的“拿来主义”，因为在实际使用中批量产品成本是很低的）。内部电路由键盘输入电路、振荡电路、分频电路、单拍/连续指令控制电路、时钟信号发生电路、指令数据控制电路和调制电路等组成。

T9148引脚符号及功能如表2-1所示。

表2-1　T9148引脚符号及功能

XT和Non-XT端外接陶瓷振荡器或LC串联谐振回路构成振荡器。集成电路内有CMOS反相器和自偏置电阻。反相器是一个双端输入的与非门，其中一端作为振荡控制端。当未按下按键时，该控制端为低电平，振荡器停止工作，故功耗极低。只有当按下按键时，控制端变成高电平，与非门才能产生振荡。

键盘输入端K1～K6和时序输出端T1～T3构成6×3矩阵，参见图2-47。T1列的6键（1～6）可以任意组合，共有63种状态。当有键按下时，输出端TxOUT产生连续输出脉冲直至松开键为止。T2和T3两列的12个键（7～18）只能单件使用，每按一次键且无论按下多长时间，TxOUT端只发射一组脉冲（两个周期）。

同一行上的键（例如1、7、13）无多键功能。若同时按下数键，则只有一个键起作用，其优先次序为1、7、13。T2和T3列上的键（例如7～12）也无多键功能。若同时按下数键，则只有一个键起作用，其优先次序为7～12。

Non-TEST端平时不用，应该悬空。当该端接低电平时，TxOUT端将滤除38kHz高频调制信号供调试用。TxOUT端将连续输出，无论是“0”还是“1”，脉冲都调制在占空比为1/3、频率为38kHz的载波上发射出去。

发射器整体电路设计如图2-48所示。

图2-48　发射器整体电路设计

② 接收器电路设计原理　红外线遥控插座接收器电路主要由电源、红外线接收及插座电源通断控制三部分构成。

如图2-49所示，在接通市电后，交流市电经C₁限流，VD1、VD2整流，C₂滤波，VD3稳压后获得10V直流电压。该电压一路经R₉加至红色发光二极管VD4正极，另一路经R₃进一步降压，C₃再滤波后得到约5V工作电压。该电压一路经电感L滤除高频干扰后加至红外线接收IC（μPC1373HA）电源端3脚；另一路直接送往双D触发器TC4013BP电源端14脚和9脚（2D）。当按下遥控器控制按键时，遥控器所发射的红外线被红外线接收二极管D5接收后转变成电信号，由IC1的7脚送入IC内部，经整形、放大及译码后从1脚输出一组负脉冲信号，于是VT1 c极输出一组正脉冲，其触发信号加至IC2（TC4013BP）触发端11脚（2CP）。因8脚（2SD）为低电平，10脚（2RD）、9脚（2D）接的是高电平。TC4013BP其输出端13脚（2Q）应输出低电平，即触发器I触发端3脚（1CP）输入低电平，因2脚（1Q）与5脚（1D）相连为低电平，4脚（1RD）、6脚（1SD）为低电平，触发器1的1脚（1Q）输出高电平，于是控制管VT2导通，双向可控硅VT3导通，使插座CZ上的用电器得电，同时发光二极管VD4点亮，并维持此状态不变。如果再按一次遥控器控制按键，触发器翻转，1脚就会输出低电平，可控硅关断，VD4同时熄灭，插座上的用电器停止工作。顺便说明：图中R₇、C₅及R₁₁、C₆是“上电复零”电路元件，对控制有一定的延时作用，故又称它们为控制延时元件。

图2-49　红外线遥控插座接收器电路

例2-8　便携式太阳能手机充电器设计

（1）设计思路　太阳能手机充电器的设计思路是：在不充电时，太阳能电池板在阳光下通过光伏效应将光能转换为电能并储存到内置蓄电池内，在对手机充电时将存储在太阳能电池板蓄电池内的电能通过设计的稳压保护、振荡电路、限压电路为手机的内置电池充电。也可以直接把光能产生的电能和存储在蓄电池内的电能同时对手机或其他电子数码产品充电。

（2）总体设计原理　太阳能手机充电器设计是利用光能转换成电能，其电能通过稳压器可直接给手机电池充电，也可将电能储存于蓄电池，在无太阳光时对手机充电。其基本框图如图2-50所示。

图2-50　太阳能手机充电器设计框图

（3）太阳能电池的结构和原理　如图2-51所示。太阳光照在半导体p-n结上，形成新的空穴-电子对，在p-n结电场的作用下，空穴由n区流向p区，电子由p区流向n区，接通电路后就形成电流。这就是光电效应太阳能电池的工作原理。在阳光下，通过光能转换为电能并通过控制电路储存到内置蓄电池，也可以直接把光能产生的电能对手机或其他电子数码产品充电，但必须依据太阳光的光度而定，在没有太阳光的情况下，可以通过交流电转化为直流电并通过控制电路储存到内置电池。

图2-51　太阳能电池的结构和发电原理

（4）电路设计原理　设计原理图如图2-52所示。

图2-52　便携式太阳能手机充电器设计电路

便携式太阳能电池在使用时由于太阳光的变化较大，其内阻又比较高，因此输出电压不稳定，输出电流也小，这就需要用一个直流变换电路变换电压后供手机电池充电。单管直流变换电路采用单端反励式变换器电路的形式。当开关管VT1导通时，高频变压器T1初级线圈Np的感应电压为1正2负，次级线圈Ns为5正6负，整流二极管VD1处于截止状态，这时高频变压器T1通过初级线圈Np储存能量；当开关管VT1截止时，次级线圈Ns为5负6正，高频变压器T1中存储的能量通过VD1整流和电容C₃滤波后向负载输出。安装完成后，接上太阳能电池板，并将其放在阳光下，电路工作电流跟太阳光的强弱有关。

三极管VT1为开关电源管，它和T1、R₁、R₃、C₂等组成自励式振荡电路。加上输入电源后，电流经启动电阻R₁流向VT1的基极，使VT1导通。

VT1导通后，变压器初级线圈Np就加上输入直流电压，其集电极电流在Np中线性增长，反馈线圈Nb产生3正4负的感应电压，使VT1得到基极为正、发射极为负的正反馈电压，此电压经C₂、R₃向VT1注入基极电流使VT1的集电极电流进一步增大，正反馈产生雪崩过程，使VT1饱和导通。在VT1饱和导通期间，T1通过初级线圈Np储存磁能。与此同时，感应电压给C₂充电，随着C₂充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，当VT1的基极电流变化不能满足其继续饱和时，VT1 退出饱和区进入放大区。VT1进入放大状态后，其集电极电流由放大状态前的最大值下降，在反馈线圈Nb产生3负4正的感应电压，使VT1基极电流减小，其集电极电流随之减小，正反馈再一次出现雪崩过程，VT1迅速截止。

VT1截止后，变压器T1储存的能量提供给负载，次级线圈Ns产生的5负6正的电压经二极管VD1整流滤波后，在C₃上得到直流电压给手机电池充电。在VT1截止时，直流供电输入电压和Nb感应的3负4正的电压又经R₁、R₃给C₂反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。

过压、过流保护电路主要由三极管VT2、二极管VD2、电容C₂、电阻R₅、电阻R₆、变压器T1组成。

R₅、R₆、VD2、VT2等组成限压电路，以保护电池不被过充电，当输出电压升高时，在变压器T1的Ns反馈绕组端感应的电压就会升高，则电容C₃所充电压升高。当电容C₃两端电压超过稳压二极管VD2的稳压值时，稳压二极管VD2击穿导通，三极管VT2的基极电压拉低，使其导通时间缩短或迅速截止，经开关变压器T1耦合后，使次级输出电压降低。反之，使输出电压升高，从而确保输出电压稳定。这里以3.6V手机电池为例，其充电限制电压为4.2V。在电池的充电过程中，电池电压逐渐上升，当充电电压大于4.2V时，经R₅、R₆分压后稳压二极管VD2开始导通，使VT2导通，VT2的分流作用减小了VT1的基极电流，从而减小了VT1的集电极电流，起到了限制输出电压的作用。这时电路停止了对电池的大电流充电，用小电流将电池的电压维持在4.2V。

2.5.2　振荡器电路设计

振荡器是用来产生重复电子信号（一般是正弦波或方波）的电子电路。振荡器种类很多，按振荡激励方式可分为自励振荡器、他励振荡器；按电路结构可分为LC振荡器、多谐振荡器、晶体振荡器等；按输出波形可分为正弦波、方波、锯齿波等振荡器。振荡器在电子行业中应用十分广泛。本节主要介绍常见的自励振荡器。

自励振荡器是指在没有外加输入信号的情况下，依靠自身电路的自励振荡而产生所需要的重复电子信号的电路。一个电路要自励振荡，必须满足两个条件：一是幅值条件（放大器的反馈信号必须具有一定的幅度，满足AF≥1）；二是相位条件（放大器的反馈信号必须与输入信号同相位，满足φ=2nπ）。自励振荡器是带有正反馈网络的放大电路，一般包括以下三部分。

（1）放大电路　其作用是满足自励振荡的幅值条件，保证电路能够起振到稳定，得到一定幅度的输出值。

（2）正反馈网络　其作用是满足自励振荡的相位条件。

（3）选频网络　决定电路的振荡频率，使电路产生所需要频率的电子信号。

一般在实用电路中，将正反馈网络和选频网络合二为一。

2.5.2.1　典型的晶体管振荡器电路

（1）多谐振荡器　自励多谐振荡器无需外加触发信号，就能周期性地自动翻转，产生幅值和宽度一定的矩形脉冲，因而又称为无稳态电路。它可由分立元件、集成运放以及门电路组成。分立元件组成的多谐振荡器如图2-53所示。两只三极管的集电极各有一只电容分别接到另一管子的基极，起到交流耦合作用，形成正反馈电路。当接通电源的瞬间，某只管子先通，另一只管子截止，这时，导通管子的集电集有输出，集电极的电容将脉冲信号耦合到另一只管子的基极使另一只管子导通。这时原来导通的管子截止，这样两只管子轮流导通和截止，就产生了振荡电流。

图2-53　自励多谐振荡器

由于器件不可能参数完全一致，因此在上电的瞬间两只三极管的状态就发生了变化，这个变化由于正反馈的作用越来越强烈，导致到达一个暂稳态。暂稳态期间另一个三极管经电容逐步充电后导通或者截止，状态发生翻转，到达另一个暂稳态，这样周而复始形成振荡。振荡周期T=T₁+T₂=0.7（R_b2C₁+R_b1C₂）=1.4R_bC；振荡频率F=1/T=0.7/（R_bC）。

（2）电感三点式振荡器

① 电路组成　图2-54所示为电感三点式振荡电路的原理图。由图可见，这种LC并联谐振电路中的电感有首端、中间抽头和尾端三个端点，其交流通路分别与放大电路的集电极、发射极（地）和基极相连，反馈信号取自电感L₂上的电压，因此，习惯上将图2-54所示电路称为电感三点式LC振荡电路，或电感反馈式振荡电路。

图2-54　电感三点式LC振荡电路

上述讨论并联谐振回路时已得出结论：谐振时，回路电流远比外电路电流大，1、3两端近似呈现纯电阻特性。因此，当L₁和L₂的对应端如图2-54所示，则当选取中间抽头2为参考电位（交流地电位）点时，首1尾3两端的电位极性相反。

② 振荡条件分析

• 相位平衡条件。现在采用瞬时极性法分析图2-54所示的相位条件。设从反馈线的点b处断开，同时输入U_b为（+）极性的信号，由于在纯电阻负载的条件下，共射电路具有倒相作用，因而其集电极电位瞬时极性为（-），又因2端交流接地，因此3端的瞬时电位极性为（+），即反馈信号U_f与输入信号U_b同相，满足相位平衡条件。

根据“射同基反”的原则，也可以判别三点式振荡电路的相位平衡条件，方法是先画出交流等效电路，如图2-55所示，显然该电路符合“射同基反”的原则，因此满足相位平衡条件。

• 幅度平衡条件：

由于A_U较大，只要适当选取L₂/L₁的比值，就可实现起振。当加大L₂（或减小L₁）时，有利于起振。

③ 振荡频率　考虑L₁、L₂间的互感，电路的振荡频率可近似表示为

• 工作频率范围为几百千赫到几兆赫。
• 反馈信号取自于L₂，其对f₀的高次谐波的阻抗较大，因而引起振荡回路的谐波分量增大，使输出波形不理想。

（3）电容三点式振荡器　电容三点式振荡器的分析方法类似于电感三点式振荡器，具体内容如下。

① 电路组成　如图2-56所示。

图2-56　电容三点式振荡器

② 振荡条件分析

• 相位平衡条件：射同基反（瞬时极性法）

• 幅度平衡条件：

③ 振荡频率　如图2-57所示。

图2-57　振荡频率电路

a. 工作频率范围为几百千赫到几百兆赫。

b.反馈信号取自于C₂，其对f₀的高次谐波的阻抗很小，可以滤除高次谐波，所以输出波形好。

（4）石英晶体振荡器　石英晶体振荡器是高精度和高稳定度的振荡器，被广泛应用于彩电、计算机、遥控器等各类振荡电路中以及通信系统中作为频率发生器，为数据处理设备产生时钟信号并为特定系统提供基准信号。

图2-58所示为一种金属外壳封装的石英晶体结构示意图。

图2-58　石英晶体结构示意图

石英晶体谐振器的符号和等效电路如图2-59所示。当晶体不振动时，可把它看成一个平板电容器，称为静电电容C₀，它的大小与晶片的几何尺寸、电极面积有关，一般约几皮法到几十皮法。当晶体振荡时，机械振动的惯性可用电感L来等效。一般L的值为几十毫亨到几百毫亨。晶片的弹性可用电容C来等效，C的值很小，一般只有0.0002～0.1pF。晶片振动时因摩擦而造成的损耗用R来等效，它的数值约为100Ω。由于晶片的等效电感很大，而C很小，R也小，因此回路的品质因数Q很大，可达1000～10000。加上晶片本身的谐振频率基本上只与晶片的切割方式、几何形状、尺寸有关，而且可以做得精确，因此利用石英谐振器组成的振荡电路可获得很高的频率稳定度。

从石英晶体谐振器的等效电路可知，它有两个谐振频率，即当L、C、R支路发生串联谐振时，它的等效阻抗最小（等于R），串联谐振频率用f_s表示，石英晶体对于串联谐振频率f_s呈纯阻性；当频率高于f_s时，L、C、R支路呈感性，可与电容C₀发生并联谐振，其并联频率用f_d表示。

根据石英晶体的等效电路，可定性画出它的电抗-频率特性曲线，如图2-59（c）所示，可见当频率低于串联谐振频率f_s或者频率高于并联谐振频率f_d时，石英晶体呈容性。仅在f_s<f<f_d极窄的范围内，石英晶体呈感性。

图2-59　石英晶体谐振器的符号和等效电路

① 石英晶体振荡器的主要参数　晶振的主要参数有标称频率、负载电容、频率精度、频率稳定度等。不同的晶振标称频率不同，标称频率大都标明在晶振外壳上。常用普通晶振标称频率有48kHz、500kHz、503.5kHz、1～40.5MHz等，对于特殊要求的晶振频率可达到1000MHz以上，也有的没有标称频率，如CRB、ZTB、Ja等系列。负载电容是指晶振的两条引线连接IC块内部及外部所有有效电容之和，可看作晶振片在电路中串接电容。负载频率不同决定振荡器的振荡频率不同。标称频率相同的晶振，负载电容不一定相同。因为石英晶体振荡器有两个谐振频率，一个是串联谐振晶振的低负载电容晶振，另一个为并联谐振晶振的高负载电容晶振，所以，标称频率相同的晶振互换时还必须要求负载电容一致，不能贸然互换，否则会造成电器工作不正常。由于普通晶振的性能基本都能达到一般电器的要求，对于高档设备还需要有一定的频率精度和频率稳定度。频率精度为10^-4～10^-10量级不等，稳定度为±（1～100）×10^-6不等。这要根据具体的设备需要而选择合适的晶振，如通信网络，无线数据传输等系统就需要更高要求的石英晶体振荡器。因此，晶振的参数决定了晶振的品质和性能。在实际应用中要根据具体要求选择适当的晶振。

② 石英晶体振荡电路　石英晶振作为选频元件所组成的正弦波振荡电路称为石英晶体振荡器。石英晶体振荡器的电路形式有两类：一类为并联型石英晶体振荡器；另一类为串联型石英晶体振荡器。

• 并联型石英晶体振荡器　该振荡器的实物接线如图2-60（a）所示，图2-60（b）为交流等效电路。选频回路由C₁、C₂和石英晶振组成，石英晶振在回路中相当于一个电感，显然这相当于一个电容三点式电路。

图2-60　并联型石英晶体振荡器电路

• 串联型石英晶体振荡器　串联型石英晶体振荡器如图2-61所示。石英晶振接在三极管VT1、VT2组成的两级放大器的正反馈网络中，起到了选频和正反馈的作用。

2.5.2.2　实用的振荡器电路

例2-9　闪烁的彩灯

① 闪光灯电路　如图2-62所示，当电源开关接通后，电源通过电阻R₁向电容C₁充电，于是C₁上的电压就会逐渐升高，当高到一个值时，三极管VT1就导通了，于是发光二极管LED点亮。三极管BG1导通，电源流过VT1的C、E极，通过R₃向电容C₂充电，C₂上的电压逐渐升高，当高到一个值时，三极管VT2导通，很快将C₁中的电压全放掉了，电压下降，三极管开关VT1就截止（关断）了，发光二极管LED熄灭，同时不再向C₂充电，于是C₂通过R₄向地放电，电压降低，三极管VT2也截止，电路恢复到最初的状态，这样的过程周而复始。

图2-62　闪光灯电路

电路中，VD1和VD2的作用有两个：一是将VT1的发射极电压抬高到2.1V，使得C₁达到2.8V，使三极管导通，可以延长灯灭的时间；二是使C₂在充电后期，不至于因为充电电流减小而使LED亮度降低，如果电源的电压再高一些，还可以使用三只二极管或使用稳压管。

② 双灯电路　如图2-63所示。

图2-63　双灯电路

例2-10　警笛声响电路

（1）声音的产生　在电路中，如果将电阻和电容的值取得足够小，就可以让电路产生频率比较高的脉冲信号，再将这个信号稍加放大，就可以推动一只喇叭发出声音了，如图2-64所示。

这个电路发出的声音的音调是非常单调的，因为它的频率是不变的，而警笛声的音调是要变化的，要做一个警笛声响电路，就需要在发声的同时改变电路中电容的充放电时间。

（2）声音变调的实现　改变充放电时间的办法只能是改变电压、电流。仔细分析一下电容的充电时间可以发现，如果需要充入的电压高，充电时间就会比较长，反之就会比较短，也就是说，如果能在电路工作时改变电容的充电电压，就可以使脉冲的频率产生变化，如图2-65所示的电路。

图2-65　取得逐渐上升的电压

电路中，电源+V在通过R₂对电容C充电时，如果提高B点的电压，+V就会被抵消掉一些，加在电容C上的电压就少一些，充电时间也会相应短一些，也就是说，可以通过改变B点的电压来改变电路产生的脉冲的频率，为了能形成警笛的声音，需要在A点加入一个逐渐上升的电压，以便让音调越来越高，这样就需要一个锯齿状的信号，即锯齿波。

（3）锯齿波电压形成电路　锯齿波是一种脉冲信号，它的形成电路也是一种多谐振荡器。锯齿波有一个电压逐渐上升的过程，这个逐渐上升的电压与充电时电容上的电压很相似，可以设想，利用一个电容充电电路，当电容上的电压充到一个高度时用一个开关将它上面的电压释放掉，然后再充电，充到足够高时再放电，这样不断循环，就可以得到一个锯齿波的电压了。

在图2-66所示的电路中，电容上的电压一定要上升到比稳压二极管VD2的稳压值再加上VT1的发射极压降更高才能使三极管VT1导通，VT1导通后会在发射极产生大电流，这个电流可以给C₁充到足够高的电压，由它维持VT2导通，当电容C₂中的电压被放掉后，电路又会回到最初的状态，开始产生第二个锯齿波。

图2-66　自动的锯齿波电压形成电路

例2-11　石英晶体正弦波振荡器设计

（1）电路的选择　晶体振荡电路中，与一般LC振荡器的振荡原理相同，只是把晶体置于反馈网络的振荡电路之中，作为一感性元件，与其他回路元件一起按照三端电路的基本准则组成三端振荡器。实际常用的两种类型为电感三点式和电容三点式。常用电路简单结构如图2-67和图2-68所示。由于石英晶体存在感性和容性之分，且在感性容性之间有一条极陡峭的感抗曲线，而振荡器又被限定在此频率范围内工作。该电抗曲线对频率有极大的变化速度，亦即石英晶体在这频率范围内具有极陡峭的相频特性曲线，所以具有很高的稳频能力，或者说具有很高的电感补偿能力。因此，选用c-b型皮尔斯电路进行制作。石英晶体的检测可扫二维码学习。

图2-67　c-b型电路

图2-68　b-e型电路

（2）石英晶体振荡器设计

① 主要技术指标如下：

振荡频率：f_o=12MHz

短期稳定度：∆f_o/f_o优于±15×10^-6

工作环境温度范围：-40～+85℃

电源电压：+12V

② 设计说明

• 选择电路形式：选用12MHz皮尔斯c-b型电路如图2-69所示。

• 

  图2-69　12MHz 皮尔斯c-b型电路

• 选择晶体管和石英晶体。

根据设计要求，按公式

ƒ_T≥2～10ƒ_H=24～120MHz

选择高频管3DG6C型晶体管作为振荡管。查手册其参数如下： f_T =250MHz；β≥40，取β=50；NPN型通用；额压20V；I_cm=20mA；P_o= 0.1W；f_β≈f_T / β=5MHz。

石英谐振器可选用HC-49S系列，其性能参数如下：

标称频率f_o=12MHz；工作温度为-40～+85℃；25℃时频率偏差为±3×10^-6 ；串联谐振电阻为60；负载电容C_L=10pF，激励功率为0.01～0.1mW。

• 确定直流工作点并计算偏置电路元件参数

根据3DG6C的静态特性曲线选取工作点：

I_E=2mA，U_ce=0.6V_CC=0.6×12V=7.2V

取U_c=0.8V_CC=0.8×12V=9.6V；U_e=0.2V_CC=0.2×12V=2.4V

则有R_c=(V_CC-U_c)/I_E=(12-9.6)V/0.002A=1.2kΩ

R_e= U_e/I_E=2.4V/0.002A=1.2kΩ

取R_B2=5R_e=6kΩ

R_B1=(V_CC-U_e)/U_e×R_B2=24kΩ

根据实际的标称电阻值，R_c、R_e、R_B1、R_B2取精度为1%的金属膜电阻：

R_c=R_e=1.2kΩ；R_B1=24kΩ，R_B2=6.2kΩ

• 求C₁/C₂/C_t的电容值。在计算时，由下式计算r(b′e)的值：

r(b′e)=26β/I_E=650Ω

根据

根据负载电容的定义，对于图2-70所示的电路可以得出

图2-70　甲类功率放大器的工作点Q及波形

C_L=1/［（1/C_1,2）+1/C_t］

式中：C_1,2为C₁与C₂相串联的电容值，由上式可得

C_1,2= C_tC_L/（C_t-C_L）

若取C_t=30pF（一般C_t应略大于负载电容值），则

C_1,2= C_tC_L// （C_t-C_L）=（30×10）/（30-10）=15pF

由反馈系数F=C₁/C₂和C_1,2=C₁C₂/C₁-C₂两式联立解，并取F=1/2，则

C₁=C_1,2（1+F）=22.5pF

C₂=C_1,2（1+1/F）=45pF

根据电容量的标称值，取C₁、C₂为聚苯乙烯电容，C₁=20pF，C₂=40pF，C₁×C₂= 20×40=800（pF）²≤4341.3（pF）²

可见该值远小于由C₁×C₂乘积的极限值，故该电路满足起振条件。

2.5.3　音频功率放大器设计

2.5.3.1　功率放大电路的特点和类型

（1）甲类功率放大器

① 特点

a. 工作点Q处于放大区，基本在负载线的中间。

b. 在输入信号的整个周期内，三极管都有电流通过。

c. 导通角为360°。

② 缺点

a. 效率较低，即使在理想情况下，效率也只能达到50%。

b. 由于有I_CQ的存在，无论有没有信号，电源始终不断地输送功率。当没有信号输入时，这些功率全部消耗在晶体管和电阻上，并转化为热量形式耗散出去；当有信号输入时，其中一部分转化为有用的输出功率。

③ 作用　通常用于音频小信号前置电压放大器，也可以用于小功率的功率放大器。

（2）乙类功率放大器

① 特点

a. 工作点Q处于截止区。

b. 半个周期内有电流流过三极管，导通角为180°。

c. 由于I_CQ=0，使得没有信号时，管耗很小，从而效率得以提高。

② 缺点　波形被切掉一半，严重失真，如图2-71所示。

图2-71　乙类功率放大器的工作点Q及波形

③ 作用　用于大功率放大。

（3）甲乙类功率放大器

① 特点

a. 工作点Q处于放大区偏下。

b. 大半个周期内有电流流过三极管，导通角大于180°而小于360°。

c. 由于存在较小的I_CQ，所以效率较乙类低，较甲类高。

② 缺点　波形被切掉一部分，严重失真，如图2-72所示。

图2-72　甲乙类功率放大器的工作点Q及波形

③ 作用　用于大功率放大。

2.5.3.2　常见功放管的连接方式

在图2-73所示电路中，两晶体管分别为NPN管和PNP管，由于它们的特性相近，故称为互补对称管。

图2-73　互补对称管电路

静态时，两管的I_CQ=0；有输入信号时，两管轮流导通，相互补充。既避免了输出波形的严重失真，又提高了电路的效率。由于两管互补对方的不足，工作性能对称，所以这种电路通常称为互补对称电路。图2-74（a）所示为是最常见的功放管的连接方式。

图2-74（a）所示电路具有电路简单、效率高等特点。但由于BJT的I_CQ=0，因此在输入信号幅度较小时，不可避免地要产生非线性失真，即交越失真，如图2-74（b）所示，不能直接应用于音频功率放大器。

图2-74　最常见的功放管的连接方式和交越失真

产生交越失真的原因：功率三极管处于零偏置状态，即U_BE1+U_BE2=0。

解决办法：为消除交越失真，可以给每个三极管一个很小的静态电流，这样既能减少交越失真，又不至于使功率和效率有太大影响，即让功率三极管在甲乙类状态下工作，增大U_BE1+U_BE2。

2.5.3.3　OTL功放电路设计

OTL是英文Output Transformer Less的缩写，意思是没有输出变压器的功放电路。

（1）基本电路　图2-75是采用一个电源的互补对称电路，图中由VT3组成前置放大级，VT1和VT2组成互补对称电路输出级。静态时，一般只要R₁、R₂有适当的数值，就可使VT3的集电极电流I_C3、VT1的基极电压U_B1和VT2的基极电压U_B2达到所需大小，给VT1和VT2提供一个合适的偏置，从而使K点电位U_K=U_CC/2。

当有信号u_i时，在信号的负半周，VT1导电，有电流通过负载R_L，同时向C充电；在信号的正半周，VT2导电，则已充电的电容C起着电源-U_CC的作用，通过负载R_L放电，如图2-75所示。只要选择时间常数R_LC足够大（比信号的最长周期还大得多），就可以认为用电容C和一个电源U_CC可代替原来的+U_CC和-U_CC两个电源的作用。

（2）电路特点

① 静态时R_L上无电流。

② VD1、VD2供给VT1、VT2两管一定的正偏压，使两管处于微导通状态，即工作于甲乙类状态。

③ R_C3是VT3的集电极负载电阻，B₁、B₂两点的直流电位差始终为1.4V左右，但交流电压的变化量相等。

④ 仅需使用单电源，但增加了电容器C，C的选择要满足时间常数R_LC足够大（比u_i的最大周期还要大得多），使U_C=0.5U_CC。

⑤ VT3的偏置电压取自K点，具有自动稳定Q点的作用，调节R₂可以调整U_K。

（3）静态工作点的调整　电路如图2-76所示。

图2-76　静态工作点的调整电路

① UC=0.5UCC的调整　用电压表测量K点对地的电压，调整R₂使U_K=0.5U_CC。

② 静_态电流IC1、IC2的调整　首先将R_W的阻值调到最小，接通电源后，在输入端加入正弦信号，用示波器测量负载R_L两端的电压波形，然后调整R_W，到输出波形的交越失真刚好消失为止。

（4）存在的问题及解决办法

① 存在问题　上述情况是理想的。实际上，静态工作点的调整电路中的输出电压幅值达不到U_om=U_CC/2，这是因为当u_i为负半周时，VT1导电，因而i_B1增加，由于R_C3上的压降和U_BE1的存在，当K点电位向+U_CC接近时，VT1的基流将受限制而不能增加很多，因而也就限制了VT1输向负载的电流，使R_L两端得不到足够的电压变化量，致使U_om明显小于U_CC/2。

② 改进办法　如果把图中D点电位升高，使U_D>+U_CC，例如将图中D点与+U_CC的连线切断，U_D由另一电源供给，问题即可以得到解决。通常的办法是在电路中引入R_C3等元件组成的自举电路，如图2-77所示。

图2-77　引入自举电路

（5）几点说明

① 由于互补对称电路中的晶体管都采用共集电极的接法，所以输入电压必须稍大于输出电压。为此，输入信号需经1～2级电压放大后，再用来驱动互补对称功率放大器。

② 应采取复合管解决功率互补管的配对问题。异型管的大功率配对比同型管的大功率配对困难。为此，常用一对同型号的大功率管和一对异型号的互补的小功率管来构成一对复合管取代互补对称管。复合管的连接形式如图2-78所示。

图2-78　复合管的连接形式

其等效电流放大系数和输入阻抗可以表示为

③ 必要时注意增加功率管保护电路。

2.5.3.4　OCL功放电路设计

OCL是英文Output Capacitor Less的缩写，意思是“没有输出电容器”的功放电路。OCL电路是一种互补对称输出的单端推挽电路，为甲乙类电路工作方式，是由OTL（无输出变压器）电路改进设计而成的。它的特点是：前置、推动、功放及负载扬声器全部是直流耦合的，既省略了匹配用的输入、输出变压器，也省略了输出电容器，克服了低频时电容器容抗使扬声器低频输出下跌，低频相移的不足以及浪涌电流对扬声器的冲击，避免了扬声器对电源不对称使正负半周幅度不同而产生的失真，成为当今大功率放音设备的主流电路。

图2-79所示是用NPN管驱动的OCL电路，其特点如下。

图2-79　NPN管驱动的OCL电路

① 静态时R_L上无电流。

② VD1、VD2供给VT1、VT2两管一定的正偏压，使两管处于微导通状态。

③ R_C是VT3的集电极负载电阻，A、B两点的直流电位差始终为1.4V左右，但交流电压的变化量相等。

④ 电路要求VT1、VT2的特性对称。

⑤ 需要使用对称的双电源。

2.5.3.5　集成功率放大器电路设计

集成功率放大器的型号有很多，像TDA系列、LA系列、LM系列等。由于用集成功率放大器制成的功放电路简单，自制方便，所以应用广泛。

（1）TDA2822　TDA2822集成功放电路常用于随身听、便携式的DVD等音频放音，且有电路简单、音质好、电压范围宽等特点，是业余制作小功放的较佳选择。电路如图2-80所示。用一块TDA2822M功放集成电路接成BTL方式（单声道使用，立体声时要两片），外围元件只有一只电阻和两只电容，不用装散热器，放音效果也很好。

集成电路TDA2822M为8脚双列直插式封装，如果没有，可用TDA2822代替，TDA2822的封装与TDA2822M相同，它们的区别在于：TDA2822M在3～15V均可工作，而TDA2822的最高工作电压只有8V。使用TDA2822必须把电压降到8V以下。R₁的数值要求不拘，一般选用10kΩ的碳膜电阻。C₁可选用0.1μF的涤纶电容，C₂为100μF/16V的电解电容。

使用时应注意：由于本功放为直接耦合，所以输入信号不能带直流成分。如果输入信号有直流成分则必须在输入端串接一只4.7～10μF的电容隔开，否则将有很大的直流电流流过扬声器，使之发热烧毁。在实践中，若对图2-80再进行适当的改制则效果更为理想，改进后的电路如图2-81所示。如果TDA2822M发热烫手，可以给TDA2822M加散热器。散热器可以自己动手用铝片制作。

图2-80　集成功放电路

图2-81　改进后的集成功放电路

（2）TDA1521A　用高保真功放IC TDA1521A制作功放电路，具有外围元件少、不用调试、一装就响的特点。适合自制，用于随身听功率接续，或用于改造低档电脑有源音箱。

TDA1521A采用九脚单列直插式塑料封装，具有输出功率大、两声道增益差小、开关机扬声器无冲击声及过热过载短路保护可靠等特点。TDA1521A既可用正负电源供电，也可用单电源供电，电路原理如图2-82（a）、（b）所示。双电源供电时，可省去两个音频输出电容，高低音音质更佳。单电源供电时，电源滤波电容应尽量靠近集成电路的电源端，以避免电路内部自励。制作时一定要给集成块装上散热片才能通电试音，否则容易损坏集成块。散热板不能小于200mm×100mm×2mm。

图2-82　TDA1521A制作功放电路

（3）设计原则　分立元件组成的功放，如果电路选择得好，参数选择恰当，元件性能优良，设计和调试得好，则性能也很优良。许多优质功放均是分立功放。但只要其中一个环节出现问题，则性能会低于一般集成功放。且为了不致过载、过流、过热等损坏元件，需要加以复杂的保护电路。在分立元件组成功放中由三极管、二极管、电阻、电容等器件组成的核心电路，提供了自由调整的余地。

分立元件功率放大器设计原则如下。

① 设计指标的给出　确定输出功率P_o和负载电阻R_L。

② 设计步骤

• 决定电源电压E_C。根据输出功率和负载的设计要求，已知P_om、R_L，所以

• 选取射极电流电阻R_E。R_E主要用来稳定静态工作点，一般取

R_E=（0.05～0.1）R_L

• 选择大功率管VT1和VT2。选取大功率管只要考虑三个参数，即晶体管CE极间承受的最大反向电压U_（BR）CEO、集电极最大电流I_CM和集电极最大功耗P_CM。

a.当电源电压E_C确定之后，VT1和VT2承受的最大反压为

U_CEMAX=E_C

b.若忽略管压降，每管最大集电极电流为

I_C1MAX=[E_C/(R_L+R_E)]/2

因为VT1和VT2的射极电阻R_E选得过小，复合管稳定性差，过大又会损耗较多的输出功率，所以一般取R_E=（0.05～0.1）R_L。

c.单管最大集电极功耗：

P_CM≥P_om

集成功放电路成熟，低频性能好，内部设计具有复合保护电路，可以增加其工作的可靠性，尤其集成厚膜器件参数稳定，无需调整，信噪比较小，而且电路布局合理，外围电路简单，保护功能齐全，还可外加散热片解决散热问题。

（4）LM1875组成的高品质功放电路设计　如图2-83所示，LM1875采用TO-220封装结构，形如一只中功率管，体积小巧，外围电路简单，且输出功率较大。该集成电路内部设有过载过热及感性负载反向电势安全工作保护。

LM1875主要参数：

电压范围：16～60V 静态电流：50mA 输出功率：25W 谐波失真：＜0.02%，当f=1kHz，RL=8Ω，P0=20W时 额定增益：26dB，当f=1kHz时 工作电压：±25V 转换速率：18V/μs

LM1875极限参数：

电源电压（Vs）：60V 输入电压（Vin）：-VEE-VCC V 工作结温（Tj）：+150℃ 存储结温（Tstg）：-65-+150℃

LM1875功率较TDA2030及TDA2009都大，电压范围为16～60V。不失真功率为20W（THD=0.08%），THD=1%时，功率可达40W（人耳对THD<10%的失真没有明显的感觉），保护功能完善。LM1875是美国国家半导体器件公司生产的音频功放电路，采用V型5脚单列直插式塑料封装结构。如图2-83所示，该集成电路在±25V电源电压、R_L=4Ω时可获得20W的输出功率，在±30V电源、8Ω负载获得30W的功率，内置多种保护电路，广泛应用于汽车立体声高品质的中功率音响设备，具有体积小、输出功率大、失真小等特点。

① LM1875典型应用电路　音频功率放大器的典型应用电路分为两种：一种为单电源供电，另一种为双电源供电。两种典型应用电路如图2-84所示。

图2-84　LM1875典型应用电路

LM1875单电源供电与双电源供电的基本工作原理相同，不同之处在于：单电源供电时，采用R₁、R₂分压，取1/2VCC作为偏置电压经过R₃加到1脚，使输出电压以1/2VCC为基准上下变化，因此可以获得最大的动态范围。但在这里我们希望能对音频放大器的音量和音频进行调节，即得到更理想更直观的设计，在此次设计中采用双电源供电的方法。

② 电源LM1875音频功率放大器设计　按照上面介绍，利用Protel 99软件画出双电源音频功率放大器原理图，如图2-85所示。

图2-85　双电源音频功率放大器原理图

其设计原理如下：LM1875功放板由一个高低音分别控制的衰减式音调控制电路和LM1875放大电路以及电源供电电路三大部分组成，音调部分采用的是高低音分别控制的衰减式音调电路，其中的R02、R03、C02、C01、W02组成低音控制电路；C03、C04、W03组成高音控制电路；R04为隔离电阻；W01为音量控制器，用于调节放大器的音量大小；C05为隔直电容，防止后级的LM1875直流电位对前级音调电路造成影响。放大电路主要采用LM1875，由1875、R08、R09、C06等组成，电路的放大倍数由R08与R09的比值决定，C06用于稳定LM1875的第4脚直流零电位的漂移，但是对音质有一定的影响，C07，R10的作用是防止放大器产生低频自励。本放大器的负载阻抗为4～16Ω。

为了保证功放板的音质，电源变压器的输出功率不得低于80W，输出电压为2×25V，滤波电容采用2个2200μF/25V电解电容并联，正负电源共用4个2200μF/25V的电容，两个104的独石电容是高频滤波电容，有利于放大器的音质。

③ LM1875功放电路组成的功放板双电源音频功率放大器PCB图　在电路原理图的基础上，绘制PCB图如图2-86所示。

图2-86　双电源音频功率放大器PCB图

2.5.4　有源滤波器的设计

2.5.4.1　滤波器的组成及特性

滤波器（Filter）是一种能从信号中选出有用频率信号、衰减无用频率信号的电路，它在无线电通信、自动控制和各种测量系统中都有着重要的应用。滤波器有无源滤波器和有源滤波器之分，本节主要通过介绍有源滤波器的基本应用电路，为读者在设计时提供参考。

无源滤波器主要采用无源元件L、C组成，称为LC滤波器。LC滤波器在高频领域应用中有无可置疑的优点，一直使用至今，但在低频工作时，为了获得良好的选择性，电感和电容都必须做得很大，以致设备的体积、重量、价格等都超出实际应用的范围。自20世纪60年代以来，由于集成运放的迅速发展，由RC和集成运放组成的有源滤波器获得了发展。有源滤波器的主要优点是：不用电感，因而体积小、重量轻，便于集成化；因集成运放具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗，所以构成的有源滤波器有一定的电压增益和良好的隔离性能，便于级联。有源滤波器的主要缺点是受集成运放带宽的限制，其工作频率较低，所以仅适用于低频工作范围。

滤波器通常按它所能传输信号的频率范围来分类，可分为低通、高通、带通、带阻四大类。低通滤波器（Low-Pass Filter，LPF）是指能让低频信号通过而高频信号不能通过的滤波器；高通滤波器（High-Pass Filter，HPF）的性能则与之相反；带通滤波器（Band-Pass Filter，BPF）是指能让某一个频率范围的信号通过而在此之外的信号不能通过的滤波器；带阻滤波器（Band-Elimination Filter，BEF）的性能则与之相反。这四种类型滤波器的理想特性如图2-87所示。

图2-87　各种类型滤波器的理想特性

图2-87中ω_c为截止角频率（Cut-off Frequency），它是指传输函数的幅值由最大值下降3dB时所对应的角频率。ω₀为带通或带阻的中心角频率（Center Frequency），它们都是滤波器的重要指标。

2.5.4.2　二阶有源低通滤波器

理想幅频特性的滤波器是很难实现的，只能用实际的滤波器的幅频特性去逼近理想的滤波器。一般来说，滤波器的阶数n越高，幅频特性衰减的速率越快，越接近理想的滤波器，但RC网络的阶数越多，元件参数计算越烦琐，电路调试越困难。所以这里主要介绍具有巴特沃斯（Butterworth）响应的二阶有源滤波器的基本设计方法。

（1）基本原理　典型二阶有源低通滤波器如图2-88所示，为防止自励和抑制尖峰脉冲，在负反馈回路可增加电容C₃，C₃的容量一般为22～51pF。该滤波器每节RC电路衰减-20dB/10倍频程，每级滤波器衰减-40dB/10倍频程。

① 传递函数的关系式为

式中，A_Uf、ω_n、Q分别表示如下：

由上式得知f_n、Q可分别由R、C值和运放增益A_Uf的变化来单独调整，相互影响不大，因此该设计法对要求特性保持一定f_n而在较宽范围内变化的情况比较适用，但必须使用精度和稳定性均较高的元件。

（2）设计实例　要求设计如图2-88所示的具有巴特沃斯特性（Q≈0.71）的二阶有源LPF，f_n=1kHz。

按方法一和方法二两种设计方法分别进行计算，可得如下两种结果。

方法一：取A_Uf=1，Q≈0.71，选取R₁=R₂=R=160kΩ，可得

2.5.4.3　二阶有源HPF

（1）基本原理　HPF与LPF几乎具有完全的对偶性，把图2-88中的R₁、R₂和C₁、C₂位置互换就构成二阶有源HPF。两者的参数表达式与特性也有对偶性。

① 二阶HPF的传递函数为

有关这两种方法的应用特点与LPF情况完全相同。

（2）设计实例　设计如图2-89所示的具有巴特沃斯特性的二阶有源HPF（Q≈0.71），已知f_n=1kHz，计算R、C的参数。

若按方法一：设A_Uf=1，选取C₁=C₂=C=1000pF，求得R₁=226kΩ，R₂=112kΩ，各选用220kΩ与110kΩ标称值即可。

若按方法二：选取R₁=R₂=R=160kΩ，求得A_Uf=1.59，C₁=C₂=C=1000pF。

2.5.4.4　二阶有源带通滤波器

（1）基本原理　带通滤波器（BPF）能通过规定范围的频率，这个频率范围就是电路的带宽BW，滤波器的最大输出电压峰值出现在中心频率f₀的频率点上。带通滤波器的带宽越窄，选择性越好，也就是电路的品质因数Q越高。电路的Q值可用公式求出：

可见，高Q值滤波器有窄的带宽、大的输出电压；反之，低Q值滤波器有较宽的带宽，势必输出电压较小。

（2）参考电路　BPF的电路形式较多，图2-90为宽带滤波器的示例。在满足LPF的通带截止频率高于HPF的通带截止频率的条件下，把相同元件压控电压源滤波器的LPF和HPF串接起来，可以实现巴特沃斯通带响应，如图2-90所示。

用该方法构成的带通滤波器的通带较宽，通带截止频率易于调整，因此多用作测量信号噪声比（S/N）的音频带通滤波器。如在电话系统中，采用图2-90所示滤波器，能抑制低于300Hz和高于3000Hz的信号，整个通带增益为8dB。

图2-90　宽带滤波器

2.5.5　扩音机电路设计

（1）设计任务的要求　采用运算放大集成电路和音频功率放大集成电路设计一个对话筒输出信号具有放大能力的扩声电路。其要求如下。

① 最大输出功率为8W。

② 负载阻抗为8Ω。

③ 非线性失真系数不大于3%（在通频带内、满功率下）。

④ 具有音调控制功能，即用两只电位器分别调节高音和低音。当输入信号为1kHz时，输出为0dB；当输入信号为100Hz正弦波时，调节低音电位器可以使输出功率变化±12dB；当输入信号为10kHz正弦波时，调节高音电位器也可以使输出功率变化±12dB。

⑤ 输出功率的大小连续可调，即用电位器可调节音量的大小。

⑥ 频率响应：当高、低音调电位器处于不提升也不衰减的位置时，-3dB的频带范围是80Hz～6kHz，即BW=6kHz。

⑦ 输入阻抗不小于50kΩ。

⑧ 输入端短路时，噪声输出电压的有效值不超过10mV，直流输出电压不超过50mV，静态电源电流不超过100mA。

（2）基本原理　扩声电路实际上是一个典型的多级放大器，其原理如图2-91所示。前置放大主要完成对小信号的放大，一般要求输入阻抗高，输出阻抗低，频带要宽，噪声要小；音调控制主要实现对输入信号高、低音的提升和衰减；功率放大器决定了整机的输出功率、非线性失真系数等指标，要求效率高、失真尽可能小、输出功率大。设计时首先根据技术指标要求，对整机电路做出适当安排，确定各级的增益分配，然后对各级电路进行具体的设计。

因为P_omax=8W，所以此时的输出电压。要使输入为5mV的信号放大到输出的8V，所需的总放大倍数为

扩声机中各增益的分配如下：前置级电压放大倍数为80；音调控制级中频电压放大倍数为1；功率放大级电压放大倍数为20。

（3）设计过程

① 前置放大器的设计　由于话筒提供的信号非常微弱，故一般在音调控制器前面要加一个前置放大器。该前置放大器的下限频率要小于音调控制器的低音转折频率，上限频率要大于音调控制器的高音转折频率。考虑到所设计电路对频率响应及零输入（即输入短路）时的噪声、电流、电压的要求，前置放大器选用集成运算放大器LF353。它是一种双路运算放大器，属于高输入阻抗低噪声集成器件。其输入阻抗高达10⁴MΩ，输入偏置电流仅有50×10^-12A，单位增益频率为4MHz，转换速度为13V/μs，用作音频前置放大器十分理想。其外引线图如图2-92所示。

前置放大电路由LF353组成的两级放大电路完成，如图2-93所示。第1级放大电路的A_U1=10，即1+R₃/R₂=10，取R₂=10kΩ，R₃=100kΩ。取A_U2=10（考虑增益余量），同样R₅=10kΩ，R₆=100kΩ。电阻R₁、R₄为放大电路偏置电阻，取R₁=R₄=100kΩ。耦合电容C₁与C₂取10μF，C₄与C₁₁取100μF，以保证扩声电路的低频响应。

图2-93　前置放大电路

其他元器件的参数选择为C₃=100pF，R₇=22kΩ。电路电源为±12V。

② 音调控制器的设计　音调控制器的功能是：根据需要按一定的规律控制、调节音响放大器的频率响应，更好地满足入耳的听觉特性。一般音调控制器只对低音和高音信号的增益进行提升或衰减，而中音信号的增益不变。音调控制器的电路结构有多种形式，常用的典型电路结构如图2-94所示。

图2-94　音调控制器电路

该电路的音调控制曲线（即频率响应）如图2-95所示。音调控制曲线中给出了相应的转折频率：f_L1表示低音转折频率，f_L2表示中音下限频率，f₀表示中音频率（即中心频率），要求电路对此频率信号没有衰减和提升作用，f_H1表示中音上限频率，f_H2表示高音转折频率。

图2-95　音调控制器频率响应曲线

音调控制器的设计主要是根据转折频率的不同来选择电位器、电阻及电容参数的。

• 低频工作时元器件参数的计算。音调控制器工作在低音频时，由于电容C₅≤C₆=C₇，故在低频时C₅可看成开路，音调控制电路此时可简化为图2-96所示电路。图2-96（a）所示

图2-96　音调控制电路在低频段时的简化等效电路

为电位器R_P1中间抽头处在最左端，对应于低频提升最大的情况。图2-96（b）所示为电位器R_P1中间抽头处在最右端，对应于低频衰减最大的情况。下面分别进行讨论。

a.低频提升。由图2-96（a）可求出低频提升电路的频率响应函数为

其中：

当频率f远远小于f_L1时，电容C₇近似开路，此时的增益为

当频率升高时，C₇的容抗减小，当频率f远远大于f_L2时，C₇近似短路，此时的增益为

在f_L1<f<f_L2的频率范围内，电压增益衰减率为-20dB/10倍频，即-6dB/倍频（若40Hz对应的增益是20dB，则2×40Hz=80Hz时所对应的增益是14dB）。

本设计要求中频增益为A₀=1（0dB），且在100Hz处有±12dB的调节范围。故当增益为0dB时，对应的转折频率为400Hz（因为从12～0dB对应两个倍频程，所以对应频率是2×2×100Hz=400Hz），该频率即中音下限频率f_L2=400Hz。最大提升增益一般为10倍，因此音调控制器的低音转折频率f_L1=f_L2/10=40Hz。

电阻R₈、R₁₀及R_P1的取值范围一般为几千欧到数百千欧。若取值过大，则运算放大器的漏电流的影响变大；若取值过小，则流入运算放大器的电流将超过其最大输出能力。这里取R_P1=470kΩ。由于A₀=1，故R₈=R₁₀。又因为ω_L2/ω_L1=（R_P1+R₁₀）/R₁₀=10，所以R₈=R₁₀=R_P1/（10-1）=52kΩ，取R₉=R₈=R₁₀=51kΩ。电容C₇满足，求得C₇= 0.0085μF，取C₇=0.01μF。

b.低频衰减。在低频衰减电路中，如图2-96（b）所示，若取电容C₆=C₇，则当工作频率f远小于f_L1时，电容C₆近似开路，此时电路增益

当频率f远大于f_L2时，电容C₆近似短路，此时电路增益

可见，低频端最大衰减倍数为1/10（即-20dB）。

• 高频工作时元器件的参数计算。音调控制器在高频段工作时，电容C₆、C₇近似短路，此时音调控制电路可简化成图2-97所示电路，为便于分析，将星形连接的电阻R₈、R₉、R₁₀转换成三角形连接，转换后的电路如图2-98所示。

图2-97　音调控制电路在高频段时的简化等效电路

图2-98　音调控制电路高频段简化电路的等效变换电路

当R_P2中间抽头处于最左端时，高频提升最大，等效电路如图2-99（a）所示；当R_P2中间抽头处于最右端时，高频衰减最大，等效电路如图2-99（b）所示。

图2-99　音调控制器的高频等效电路

a.高频提升。由图2-99（a）可知，该电路是一个典型的高通滤波器，其增益函数为

式中：

当f远小于f_H1时，电容C₅可近似开路，此时的增益为

当f远大于f_H2时，电容C₅近似为短路，此时的电压增益为

当f_H1≤f≤f_H2时，电压增益按20dB/10倍频的斜率增加。

由于设计任务中要求中频增益A₀=1，在10kHz处有±12dB的调节范围，所以求得f_H1=2.5kHz。又因为ω_H1/ω_H2=（R₁₁+R_a）/R₁₁=A_H，高频最大提升量A_H一般也取10倍，所以f_H2=A_Hf_H1=25kHz。

b.高频衰减。在高频衰减等效电路中，由于R_a=R_b，其余元器件值也相同，所以高频衰减的转折频率与高频提升的转折频率相同。高频最大衰减为1/10（即-20dB）。

③ 功率输出级的设计　功率输出级电路结构有许多种形式，选择由分立元器件组成的功率放大器或单片集成功率放大器均可。为了巩固在电子电路课程中所学的理论知识，这里选用集成运算放大器组成的典型OCL功率放大器，其电路如图2-100所示。其中由运算放大器组成输入电压放大驱动级，由晶体管VT1、VT2、VT3、VT4组成的复合管为功率输出级。三极管VT1与VT2都为NPN管，仍组成NPN型的复合管。VT3与VT4为不同类型的晶体管，所组成的复合管导电极性由第一只管决定，为PNP型复合管。

图2-100　功率放大电路

• 确定电源电压U_CC。功率放大器的设计要求是最大输出功率P_omax=8W。由式。考虑到输出功率管VT2与VT4的饱和压降和发射极R₂₁与R₂₂的压降，电源电压常取U_CC=（1.2～1.5）U_om，将已知参数代入上式，电源电压选取±12V。
• 功率输出级设计。

a.输出晶体管的选择。输出功率管VT2与VT4选择同类型的NPN型大功率管。其可以承受的最大反向电压为U_CEmax=2U_CC。每只晶体管的最大集电极电流；每只晶体管的最大集电极功耗为P_Cmax=0.2P_omax=1.6W。所以，在选择功率三极管时，除应使两管的β值尽量对称外。其极限参数还应满足下列关系：U_（BR）CEO>2U_CC，I_CM>I_Cmax，P_CM>P_Cmax。根据上式关系，选择功率三极管为3DD01。

b.复合管的选择。VT1与VT3分别和VT2与VT4组成复合管，它们承受的最大电压均为2U_CC，考虑到R₁₈与R₂₀的分流作用和晶体管的损耗，晶体管VT1与VT3的集电极功耗为，而实际选择VT1、VT3的参数要大于其最大值。另外为了复合出互补类型的三极管，一定要使VT1、VT3互补，且要求尽可能对称性好。可选用VT1为9013，VT3选用9015。

c.电阻R₁₇～R₂₂的估算，R₁₈与R₂₀用来减小复合管的穿透电流，其值太小会影响复合管的稳定性，太大又会影响输出功率，一般取R₁₈=R₂₀=（5～10）r_i2。r_i2为VT2管的输入端等效电阻，其大小可用公式r_i2=r_BE2+（1+β₂）R₂₁来计算，大功率管的r_BE约为10Ω，β为20倍。

输出功率管的发射极电阻R₂₁与R₂₂起到电流的负反馈作用，使电路的工作更加稳定，从而减少非线性失真。一般取R₂₁=R₂₂=（0.05～0.1）R_L。

由于VT1与VT3管的类型不同，接法也不一样，因此两只管子的输入阻抗不一样，这样加到VT1与VT3管基极输入端的信号将不对称。为此，增加R₁₇与R₁₉作为平衡电阻，使两只管子的输入阻抗相等。一般选择R₁₇=R₁₉=R₁₈//r_i2。

根据以上条件，选择电路元器件值为

R₂₁=R₂₂=1Ω，R₁₈=R₂₀=270Ω，R₁₇=R₁₉=30Ω

d.确定静态偏置电路。为了克服交越失真，由R₁₅、R₁₆、R_P3和二极管VD1、VD2共同组成两对复合管的偏置电路，使输出级工作于甲乙类状态。R₁₅与R₁₆的阻值要根据输出级输出信号的幅度和前级运算放大器的最大允许输出电流来考虑。静态时功率放大器的输出端对地的电位应为0（VT1与VT3应处于微导通状态），即u_o=0V。运算放大器的输出电位u_o3=0V，若取电流I_o=1mA，R_P3=0（R_P3用于调整复合管的微导通状态，其调节范围不能太大，可采用1kΩ左右的精密电位器，其初始位置应调在零阻值，当调整输出级静态工作电流或者输出波形的交越失真时再逐渐增大阻值），则

所以R₁₅=11.3kW，取R₁₅=11kΩ。为了保证对称，电阻R₁₆=11kΩ。取R_P3=1kΩ。电路中的VD1与VD2选择1N4148。

e.反馈电阻R₁₃与R₁₄的确定。在这里，运算放大器选用LF353，功率放大器的电压增益可表示为Au=1+(R₁₃+R_P4)/R₁₄=20，取R₁₄=1kΩ，则R₁₃+R_P4=19kΩ。为了使功率放大器增益可调，取R₁₃=15kΩ，R_P4=4.7kΩ。电阻R₁₂是运算放大器的偏置电阻，电容C₈是输入耦合电容，其容量大小决定了扩声电路的下限频率。取R₁₂=100kΩ，C₈=100μF。并联在扬声器两端的R₂₃与C₁₀消振网络，可以改善扬声器的高频响应，这里取R₂₃=27Ω，C₁₀=0.1μF。一般取C₉=4.7μF。

扩声电路总体原理如图2-101所示。

图2-101　扩声电路总体原理图

（4）调试要点　图2-102所示为扩声电路PCB图。在调试安装前，首先将所选用的电子元器件测试一遍，以确保元器件完好，在进行元器件安装时，布局要合理，连线应尽可能短而直，所用的测量仪器也要准备好。

图2-102　扩声电路PCB图

① 前置级调试　当无输入交流信号时，用万用表分别测量LF353的输出电位，正常时应在0V附近。

输入端加入u_i=5mV，f=1000Hz的交流信号，用示波器观察有无输出波形。如有自励振荡，应首先消除（例如通过在电源对地端并接滤波电容等措施）。当工作正常后，用交流毫伏表测量放大器的输出，并求其电压放大倍数。

输入信号幅值保持不变，改变其频率，测量幅频特性，并画出幅频特性曲线。

② 音调控制器调试

• 静态测试同上。
• 动态调试：用低频信号发生器在音调控制器输入400mV的正弦信号，保持幅值不变。将低音控制电位器调到最大提升，同时将高音控制电位器调到最大衰减，分别测量其幅频特性曲线；然后将两个电位器的位置调到相反状态，重新测试其幅频特性曲线。若不符合要求，应检查电路的连接、元器件值、输入输出耦合电容是否正确、完好。

③ 功率放大器调试

• 静态调试：首先将输入电容C₈输入端对地短路，然后接通电源，用万用表测试u_o，调节电位器R_P3，使输出的电位近似为零。
• 动态调试：在输入端接入400mV/1000Hz的正弦信号，用示波器观察输出波形的失真情况，调整电位器R_P3使输出波形交越失真最小。调节电位器R_P4使输出电压的峰值不小于11V，以满足输出功率的要求。

④ 整机调试　将三级电路连接起来，在输入端连接一个话筒，此时，调节音量控制电位器R_P4应能改变音量的大小。调节高、低音控制电位器，应能明显听出高、低音调的变化。敲击电路板应无声音间断和自励现象。

2.5.6　多媒体音箱电路设计

（1）多媒体音箱基本结构组成和我们需要设计的思路　多媒体音箱通常由前置放大电路、效果处理电路、功率放大电路、扬声器系统和电源电路五个部分组成，如图2-103所示。

图2-103中，音源指为音箱提供声音电信号的设备，如电脑的声卡、手机等。在实际中音源虽然不是音箱的一部分，但是其对音箱输出的效果有着决定性的作用，假如音源输出的声音信号很差，再好的音箱也无法放出美妙的声音来。

图2-103　多媒体音箱基本结构

在多媒体音箱电路中，音源产生的声音电信号进入音箱后首先要进行前置放大的处理，这是因为音源输出的信号幅度通常较小，无法直接对其进行效果处理和功率放大。

经过前置放大后的声音电信号则可满足要求。为了追求放大作用，前置放大电路不会提高音箱的音质，相反其可能造成信号变差，要避免前置放大电路对信号的影响，应当使用低噪声的器件来完成前置放大的任务。

效果处理电路用于对放大的音频信号进行高中低音的分离、声音的均衡处理等。效果处理电路可以使最终音箱输出的声音品质有质的提升，通过效果处理后的声音播放出来就能让我们对音乐有一种美的感受。

功率放大电路决定了音箱最后能够输出多大的声音。一对高功率的音箱输出的声音大而饱满，能带给我们震撼的感觉；相反，小功率的信箱只能播放出较小的声音，不适合进行高品质声音的演绎。

扬声器系统负责完成最后的电声转换，输出声音。扬声器系统也是影响音箱品质的重要一环，好的扬声器可以输出的声音细节丰富、层次感分明、清澈悦耳，品质较差的扬声器输出的声音则会混成一团、难以分辨。

多媒体音箱的电源电路保证了音箱的各个部件有稳定、纯净的直流电供应，是整个音箱正常工作的基础。同时，质量好的电源电路可以避免在声音电信号中引入的50Hz的交流噪声，进一步提升音箱的品质。

（2）多媒体音箱电气元器件选择和各部分电路设计

① 音箱用扬声器　扬声器是多媒体音箱必备元器件，外形和图形符号如图2-104所示。

扬声器是利用电流改变时产生的磁场带动振膜运动来发声的，因此在多媒体音箱中必不可少。

选用扬声器时要注意考虑扬声器的频率响应范围、信噪比、阻抗和功率。频率响应范围是指扬声器能够播放出的声音的频率范围，通常来说频率响应范围只要能够覆盖正常人听觉对声音的频率响应范围（20Hz～20kHz）即可；信噪比是指扬声器输出的正常声音信号与无信号时噪声信号功率的比值，单位为dB，信噪比越高意味着扬声器的品质越好，高品质的扬声器信噪比通常在90dB以上；阻抗指的是扬声器接入音响电路后的等效阻抗，其会随频率发生变化，扬声器的阻抗标准值为8Ω，为低阻抗电声器件；功率决定了扬声器输出声音的大小，功率不直接决定音质，却影响扬声器最终的效果，过小的声音是无法给人的听觉带来震撼的，当然，扬声器的功率也不是越大越好，一般来说家用100W的输出功率完全满足要求。

② 多媒体音箱中的电源电路元器件选择　通常多媒体音箱需要使用家用220V/50Hz的交流电作为供电电源，而多媒体音箱中的元件大多需要稳定的直流电才能工作，常用的集成电路（例如后面讲到的运算放大器）还需要正负双电源的直流电供电，这都需要多媒体音箱中的电源电路来提供。

• 电源电路中的变压器　常用变压器外形和电路符号如图2-105所示。

图2-105　变压器外形和符号

变压器1、2端之间的线圈为初级线圈，3、4端之间的线圈为次级线圈。根据理想变压器的结论，如果初级线圈与次级线圈的匝数比为20∶1，当1、2之间输入220V交流电时，在3、4之间就得到了电压为11V的交流电。

上面提到的元件需要使用正负双电源供电，这就需要在变压器端提供大小相同、相位相反的两路交流电，使用二绕组变压器便可以完成这个任务。配合桥式整流电路，得到双电源供电电路如图2-106所示。

图2-106　变压器双电源供电电路

图2-106中T是二绕组变压器，这里要求T的两个次级线圈匝数相同。我们将两个次级线圈的4端和5端连接，作为输出的参考零电位，3端和6端接入二极管整流电路中，在输出端就得到了正负双电源。

• 多媒体音箱电源滤波电路　电源电路中的滤波和稳压：220V正弦交流电经过变压、整流之后就变为单向的全波波形了。在进行稳压之前，需要对全波波形进行滤波。多媒体音箱电路中如果窜入频率为50Hz的噪声，会严重影响音箱的品质。

大家知道使用一个电容器就可以实现简单的滤波，但是在设计多媒体音箱时滤波就需要使用多组不同容值的电容器来实现了。在比较高档的音箱中会使用最大容值为10000μF的高品质电容器来实现滤波，并且每隔一段距离安置小一个数量级的电容，以保证最大限度地滤除电源中的噪波。图2-107为一种常见的滤波电容安排方式。

图2-107　一种常见的滤波电容安排方式

③ 多媒体音箱前置放大电路元器件选择

前置放大电路的作用是对音源输入的声音电信号进行放大，使其满足后续处理的要求。在我们学过的元件中，三极管可以完成信号放大的要求，但由于其存在设计复杂、放大精度不易控制、放大增益较小等缺点，无法满足音箱设计中低噪声、高放大精度、高放大增益的要求，因此在实际的多媒体音箱中，现在全部采用运算放大器来担任前置放大的任务。

运算放大器是一种很常见的集成电路，其将若干个三极管、电阻、电容等元件集成到一个很小的芯片中，以特定的电路形式来完成放大任务。运算放大器是集成电路，因此其同样具有了集成电路的优点，即放大精度高、增益大、噪声低、设计简单。

图2-108是常用NE5532N运算放大器的外形和电路符号，图中U_o端称为运算放大器的输出端，U_-端称为运算放大器的反相输入端，U₊端称为运算放大器的同相输入端。

图2-108　NE5532N运算放大器的外形和电路符号

多媒体音箱中的运算放大器必须要有低噪声、高精度、高增益的特点，常用于前置放大的运算放大器有LM324、LM358、NE5534和NE5532等，其中LM324和LM358常用于低端的音箱中，而NE5534和NE5532N凭借其出色的低噪声性能广泛应用于中高端的音箱中。图2-109是NE5532运算放大器的封装图。

图2-109　NE5532运算放大器的封装图

与其他集成电路一样，要使用NE5532，我们首先要知道其引脚的作用。NE5532的引脚图如图2-110所示。由NE5532为单片双运算放大器集成电路，NE5532的1、2、3引脚分别为运算放大器A的输出端、反相输入端、同相输入端，其7、6、5引脚分别为运算放大器B的输出端、反相输入端、同相输入端。引脚8向两个运算放大器提供正电源，引脚4向两个运算放大器提供负电源。

图2-110　NE5532的引脚图

根据NE5532的引脚图，就可以连接由NE5532组成的前置放大电路了。图2-111给出了一个由NE5532构成的单运算放大器前置放大电路，由NE5532运算放大器、配合三只电阻器和两只电解电容完成运算放大基本电路。其中运算放大器采用+V_CC和-V_CC双电源供电，NE5532V_CC的供电大小根据手册查询，通常要求介于5V和22V之间，这也是NE5532的工作电压范围。在这里两只电解电容器的作用是隔直流，即去掉音源信号中的直流分量，避免在输出时产生直流噪声，其并不参与实际的信号放大，信号放大由电阻器和运算放大器来完成。

图2-111　单运算放大器前置放大电路

NE5532电路仿真如图2-112所示。按照图2-112搭建仿真电路，NE5532使用±12V双电源供电，信号源输出频率1kHz、峰-峰值为200mV的正弦信号。

图2-112　前置放大器仿真电路

观察仿真结果见图2-113。根据图2-113的仿真结果可知，放大输出为峰-峰值2V的正弦信号，即信号被放大了10倍。根据仿真结果R₂的阻值与放大倍数之间可能存在着正比关系。仿真中放大倍数和电阻器R₁、R₂的阻值，三者之间恰好存在着如下关系：

图2-113　前置放大器仿真结果

同样，可以将运算放大器NE5532换成其他型号的运算放大器，比如LM358，观察其对放大倍数的影响。最后得出结论，前置放大电路中的放大倍数仅由电阻器R₁和电阻器R₂决定，其遵循上式，与电阻器R₃和运算放大器本身无关。可见，由运算放大器搭建的放大电路从设计上要比三极管简单得多，并且精度很高。

需要注意的是，在上面介绍的仿真结果中可以看到输入波形和输出波形虽然频率相同，但是二者是颠倒的，这里称其为反相，这也是这种放大电路被称为反相放大电路的原因。

除了NE5532，常见的运算放大器还有LM324、LM358、NE5534、μA741、OP07等，这些运算放大器的用途不同，因此性能指标上差异也很大。在选择运算放大器时要根据需要查阅运算放大器的数据手册，以确定所需的运算放大器种类。

④ 多媒体音箱的分频电路　在多媒体音箱中除了传统的左右音箱外，2.1音箱还附带一个专门进行低音播放的低音炮。为了实现左右音频和重低音效果，要借助分频器。

• 分频电路　分频器的任务是将音源信号中的低音和高音成分分离，然后分别送到不同的功放进行输出。我们知道，声音中的低音成分对应音源信号中的低频信号，而高音成分则对应音源信号中的高频信号，因此所谓分频器实际上是分别对应于高频和低频的滤波器，在需要低频信号的支路上加入低通滤波器，在需要高频信号的支路上加入高通滤波器，这样就完成了分频的任务。这里根据前面的知识，设计分频器如图2-114所示。

图2-114　分频器

图2-114所示的分频器中，输入的信号通过分频后分别输送到高音和低音的功放单元。其中，电感器L₁和电容器C₁组成低通滤波器，电感器L₂和电容器C₂组成高通滤波器；电阻器R₃和R₄是为了防止L₁和C₁产生自激振荡，以免给输入信号带来失真；R₁和R₂的作用同R₃、R₄。此外，两路滤波器的中心频率点并不相同，这是为了避免在高低音分界处的信号衰减过大，造成信号频率损失，因此高低音两路滤波器在通频带上有少部分重叠。

可以对图2-114的电路进行仿真，观察不同频率下分频器通过信号的效果，仿真电路如图2-115所示。

图2-115　分频器仿真电路

下面的仿真信号频率是1～8kHz。由图2-116仿真结果可以看出，两路滤波器分别对高低音进行了抑制，但不彻底。

图2-116　分频器仿真结果

• 均衡器　均衡器是在一些组合音箱中常见的音效增强设备，可以对高、中、低音分别进行调节，以补偿音源信号的不足，使输出的音质更加完美。均衡器的设计思想与分频器相同。

均衡器的设计也就是不同频段的多组滤波器的设计。下面以LA3600为例，介绍使用专用的均衡器集成电路来完成均衡器的设计。LA3600为5段均衡器，可以对5个频率点的声音信号进行均衡，也就是说其包含5个滤波器，其滤波器中心频点是通过外围接入相应容值的电容器来确定的。图2-117是LA3600数据手册中给出的参考电路，其可以实现108Hz、343Hz、1.08kHz、3.43kHz、10.8kHz五个频点的均衡。

图2-117所示的均衡器电路使用R₁～R₅五个电位器对不同的频点进行均衡，每个中心频点都使用两个电容器来确定，如108Hz频点使用C₁、C₂来确定，而1.08kHz使用C₅、C₆来确定。在实际使用中直接查阅LA3600数据手册就可以了，这也能为我们的设计节约很多时间。

图2-117　LA3600均衡器电路

⑤ 多媒体音箱功率放大器中的设计　功率放大是多媒体音箱重要的一环，为了保证多媒体音箱最后输出的声音足够大，功率放大电路需要向扬声器单元输送足够大的频率。功率放大目前基本上使用集成功率放大器来完成，在一些比较高端的音响设备中也使用传统的电子管进行放大，但比较少见，因此集成功率放大器的性能从一定程度上决定着功率放大的结果。在某些场合，甚至可以通过集成功率放大器的型号来判定一款音箱品质的好坏。下面将介绍功率放大的基本知识，并了解集成功率放大器TDA1521的使用。

图2-118是TDA1521功率放大器的实物图。其主要技术指标如下：输出功率为2×12W；频率响应为50Hz～20kHz；失真度≤0.5%。

• 电路设计　本例利用集成功放TDA1521设计和制作一个低频功率放大器。TDA1521是一块优质功放集成电路，采用九脚单列直插式塑料封装，具有输出功率大、两声道增益差小、开关机扬声器无冲击声及过热过载短路保护可靠等特点。TDA1521A既可用正负电源供电，也可用单电源供电。双电源供电时，可省去两个音频输出电容，高低音音质更佳。单电源供电时，电源滤波电容应尽量靠近集成电路的电源端，以避免电路内部自励。制作时一定要给集成块装上散热片才能通电试音，否则容易损坏集成块。散热板不能小于200mm×100mm×2mm。

在使用TDA1521进行设计之前，同样需要知道其引脚功能，但首先要知道引脚的顺序。通常来说，一个单列直插的集成电路如果正面面向使用者时，其最左边的引脚为1脚，向右依次递增。此外，芯片制造商通常也会在1脚所在的方向做标记，以便使用者辨别，如图2-119中，在TDA1521的最左侧有一个条状标记。

图2-119　TDA1521引脚功能

依据TDA1521手册查询功率放大器电路图，我们在电路设计中可以直接采用。该电路是厂家设计的成熟产品，所以不需要仿真。

TDA1521内包含两个功率放大器，分别用于两个声道的功率放大。其中1、2、4引脚分别为一个功率放大器的同相输入端、反相输入端、输出端；9、8、6引脚分别为另一个功率放大器的同相输入端、反相输入端、输出端。引脚7为芯片提供正电源，引脚8为芯片提供负电源，引脚3为接地点。

图2-120所示的TDA1521应用电路中，V_i是信号的输入端，两个V_i分别接左右两个声道的两路信号。左侧方框内为TDA1521芯片的内部原理结构。整个功率放大电路的外接元件仅为两个电阻和几个电容，可见，使用TDA1521搭建功率放大电路是非常简单的。TDA1521功率放大器电路采用双电源供电。焊接电路时注意：

图2-120　TDA1521应用电路

a.TDA1521电源一定不要接反，否则将烧毁电路。

b.散热片要足够大，不小于200mm×100mm×2mm。

c.喇叭不要焊在电路中，组装时输出端接输出端子。

d.为减少噪声，功放电路与前置放大器焊在同一块电路板上，且尽量靠近前置放大器的输出端。

• 电路的调试　将功放电路与前置放大器连接，两个通道输入端输入相同的交流小信号（U_i=10mV，f=1kHz）测量两个输出端电压，观察输出电压变化范围；调节双联电位器。测量电路输出的最大不失真电压；测量电路的通频带。