3.1 正激式脉宽调制变换电路

3.1.1 NCP1337的电路特点

NCP1337是美国安森普公司近期推出的脉宽调制、电流控制模式新产品，以NCP1337组成的电源转换控制电路（见图3-1）具有以下特点：

1）电流模式控制和去磁检测器应用在电源转换控制电路里得到实践。它确保电路在任何负载下，电源电路均得到较宽的边界线/临界导电模式。这时的电路变压器磁心去磁检测自动完成，无需外部增加检测电路，为了得到准谐振工作模式，最佳点应对应于漏极电压的“谷点”同时对应于漏极电容最低能量存储点，比较器可检测电流。

2）监控反馈，只需要功率低于设计界限，即进入电流控制模式，这种模式控制的特点是：电路控制行使保护功能下，重启内部的软件，若发生过电流，电路关闭输出脉冲，一旦故障消失，软启动工作和器件自动恢复，电路重新开始工作。软启动频率不低于25kHz，所以没有噪声。变压器去磁检测的频率限制在130kHz以下，最高限制在150kHz，不会产生辐射干扰。

3）电路具有欠电压保护、V_CC过电压保护、电压检测，并实施可调的过载补偿，用来处理输入电压在准谐振状态下提供不变的功率输出，这时的电路损耗仍然最低，转换效率最高。

4）图3-2所示是NCP1337的引脚排列。为保证控制器的安全工作，在AC86～265V输入电压带宽上，IC₁的1脚固定在3.0V电压上，如果1脚电压低于2.6V，则控制器功能消失，如果1脚电压大于3.3V，则控制器启动锁定功能，关闭输出。

图3-1 正激式NCP1337脉宽调制原理图

5）为满足功率输出，2脚的峰值电流设置是可调的，反馈控制电压由光耦合器和变压器反馈绕组N_F连接到2脚，由2脚控制输出功率，并具有电压、电流保护。它可使用于适配器、监视器、LED驱动的液晶电视机、移动DVD和笔记本电脑等。

3.1.2 NCP1337电路的工作原理与应用

由图3-1，电路由输入低通滤波电路，谐振式AC/DC转换电路、输出同步整流电路、电压反馈检测控制电路和过电压与过电流保护电路等组成。NCP1337集成了启动调节、欠电压锁定、故障检测、热保护、中心控制以及功率驱动等控制电路，特别是集成了精确的电流模式调节器和去磁检测边界、临界功能，使电源性能得到极大的提高，在输入电压为AC235V、输出功率60W时，电源的工作效率达92%。高效率的原因还有开关功率管工作在准谐振零电压开关和输出电路采用同步整流的结果。IC₁的8脚接入由R₂、R₃高压降压输入电路，为V_CC提供恒流电流，使电路在启动时无功耗提供了条件。当V_CC供电电压升到18.6V时，片内的过电压保护（OVP）启动，停止脉冲输出。

低的电磁干扰，高的工作效率和全参量的保护以及宽带电压输入，完全满足笔记本电脑和液晶电视机在全球范围内各国的需求。

图3-2 NCP1337引脚排列

1—Brown输出控制 2—峰值电流设定 3—电流检测输入和功率补偿调整 4—IC地 5—驱动器输出 6—IC供电 8—高压端

NCP1337所组成的开关电源的保护电路与其他保护电路不同的是：当电路输出出现过电流或短路时，控制输出脉冲变小，失去触发功能，这时的“小脉冲”安全转入突冲模式，所谓突冲模式是小脉冲与IC片内的振荡原生脉冲对撞，使输出脉冲“降幅”。一旦故障排除，恢复原形，重新启动。NCP1337完全适用于LED驱动液晶电视机的要求，只是驱动方式要提供多个恒流源，每个恒流源单独给LED供电。可采用直接恒流供电，LED串联或并联运行。

3.1.3 正激式高频变压器设计

正激式变换电路与反激式变换电路的变压器设计思想非常相近，不同的是正激式一次绕组匝数比反激式的多，正激式的占空比一般不得大于0.5，工作频率低于100kHz，这对高频变压器和功率开关管的工作来说有利。白光LED驱动设计，必须了解LED的电气特性，保证每颗LED调光电流的稳定平衡。

NCP1337正激式高频变压器的设计。

输入：AC，85～265V，50Hz。

输出：DC，24V/2.5A。

（1）工作频率的确定

工作频率高，输出电压高，响应速度快，调整范围大，但是场效应晶体管、整流二极管以及变压器等发热高，损耗大，噪声大。现选用100kHz，电源效率取85%。

工作周期为。

（2）最大、最小占空比的计算

根据表4-7由输入电压V_i确定一次感应电压V_OR，又根据表4-6确定的最低输入电压V_imin，经计算得出：

（3）计算最大导通时间t_on（max）

t_on（max）=Dmax·T=0.628×10×10^-6s=6.28μs

（4）选择磁心的工作区间磁感应强度ΔB_ac

正激式高频变压器的磁感应强度在100℃时为350mT，当工作频率为100kHz，其磁感应强度只能取60%的变化区间，这时的磁心磁感应强度ΔB_ac=350mT×0.6=210mT，实践证明这是一个稳定的工作区。

（5）输出输入功率的计算及磁心型号的选定

P_o=V_o1·I_o1=24×2.5W=60W P_i=P_o/μ=60W/0.85=70.59W

根据工作频率和输入功率由表1-3选用EE28，这时A_e=78mm²。

（6）计算变压器一次绕组匝数N_P

磁心在居里温度下的磁感应强度的损耗包括磁滞损耗、涡流损耗和残留损耗三种。磁滞损耗是磁铁每次磁化所消耗的能量；涡流损耗是交变磁场在磁心所产生的环流引起的欧姆损耗，它与材料体积有关系；残留损耗是由磁化延迟及磁矩共振所引起的损耗，它的损耗是次要的。在三种作用下磁心的磁感应强度ΔB_ac的计算方法：

式中，ΔB_ac为工作在交流状态下的磁感应强度（mT）；V_P为一次电路的直流脉冲电压（V）；D为开关管的占空比，传递电能及所引起的磁化损耗，当D=0.225时，t_on（min）=τ·D=10×10^-6×0.225s=2.25μs；N_P为一次绕组匝数，它决定磁感应强度（T）；A_e是磁心有效截面积。

由上式推导出：

式中，t_on（max）为开关管的最大导通时间（μs）。

（7）计算变压器二次绕组匝数N_S及反馈绕组匝数N_F

二次绕组电压V_S及反馈线电压V_F的计算

式中，V_o1为输出电压，V_o1=24V；V_L为滤波电感L₂的压降，V_L=0.4V；V_DS是MOS管的源-漏极电压降，V_DS=4V；V_TR2是检测变压器TR₂一次绕组压降，V_TR2=0.6V。上式为半波整流V_o=0.45V_S，全波整流V_o=0.9V_S，电解电容滤波后，V_o=1.4V_S，半波整流V_o=0.7V_S，所以V_S=V_o/0.707，整流滤波V_S=V_o/1.41。

V_S=（24+0.4+4+0.6）V/0.71=40.85V

V_F=（V_Fo+V_D2+V_R7+V_T1）/0.71=（12+0.6+0.22+0.4）V/0.71=18.62V

式中，V_D2为整流二极管压降，取0.6V；V_R7为限流平波电阻，V_R7=22×10×10^-3V=0.22V；V_T1是硅管c-e压降，V_T1=0.4V。

求各绕组线圈匝数N_S，N_F

当V_cc电压上升到18.6V时，电路将实施过电压保护；当低于11.6V时实施欠电压保护

（8）计算变压器一次电感量L_P

变压器一次绕组电流I_P=P_i/V_imin=70.59/138.2A=0.511A

变压器一次绕组最大电流I_PM=I_P/D_min=0.511/0.419A=1.219A

L_P=V_imin·ton（max）/IPM=138.2×6.28/1.219μH=712μH

（9）计算变压器磁心气隙δ

δ=4π×10^-7×N²_p·A_e/L_p=4×3.14×10^-7×53²×78/0.712mm

=0.387mm

铁氧体磁心的导磁性是随着气隙的大小而变化的，有气隙时，磁场强度（H）明显增加，而剩余磁场强度H_r则明显减少，变压器工作在高频大电流环境下，剩磁的减少与防止出现磁饱和是有效的，为提高电源的稳定性起到很大作用。

图3-3 变压器的绕制方法

变压器的绕制方法如图3-3所示，有关导线的规格见表3-1。

表3-1 AWG（美国线规）导线规格表

（续）

注：圆密耳是面积单位，即直径为1mil（1mil=0.001in=25.4×10^-6m）的金属丝的截面积。

3.1.4 DPA424R变换LED驱动电路设计应用

正激式DPA424R变换LED驱动电源用于100W以下的电能转换。正激式变换器必须在输出整流二极管与滤波电容之间串联滤波电感，该电感还能起到储能作用，亦称储能电感。图3-4构成隔离式DC/DC转换电路。R₁为降压电阻，起欠电压、过电压保护。欠电压保护值为33.3V，过电压保护值为86.0V。当输出瞬间过载时，R₁将自动降低占空比、降低输出电流、阻止变压器磁心出现磁饱和。C₁～C₃和L₁与抑制串模干扰构成输入端EMI滤波器，同时对传导干扰也起重要的抑制作用。R₂为电流限制电阻，限制漏极电流在重载时电流溢出。由C₄、VS组成磁复位电路，当功率开关MOS管与高频率变压器进行电能转换时，开关管的导通将向变压器一次绕组输送电能，对绕组进行充磁；当开关管截止时，一次绕组磁能反向，向二次绕组传递电能，在剩磁的作用下，使高频变压器磁复位，与下一个周期充磁创造条件。VS是容量较大的稳压二极管，具有钳位作用，当输出负载发生突变过冲时，它将漏极电压进行限制分压。C₄用作滤除或旁路漏极电压上的尖峰脉冲。C₈与R₄串联后再与整流二极管VD₂并联，起着抑制阻尼振荡和高频检波作用，电阻不能太大，否则对输出电流造成损耗。芯片DPA424R的偏置工作电压由储能电感L₂提供。由于L₂接在输出电路中，因此DPA424R的偏压不受输入电压的影响，也不随着负载的变化造成DPA424R工作受阻，它比一般在高频变压器用反馈绕组供电效果好。空载时利用负载电阻R₅可将偏压保持在8V以上。软启动电路由电阻R₆、电容C₁₂和VD₃组成，能将IC₃的工作时间延长15ms，避免在启动瞬间，过冲电压损坏IC₃。由R₉、C₁₄决定误差放大器的工件频率，由此决定反馈电压基准。C₁₃、R₈是改善误差放大器瞬态响应的。C₆的作用是滤除尖峰电压，决定自动启动时间，与R₃一起进行频率补偿。

图3-4 正激式DPA424R变换LED驱动原理图

高频变压器TR采用PR1048磁心：一次绕组、二次绕组分别用ϕ0.28mm和ϕ0.36mm高强度漆色线绕30匝、6匝。一次电感L_p=520μH，其漏感L_PD=3μH。高频变压器的谐振频率不低于3.5MHz。储能电感的一次绕组用两股ϕ0.56mm漆色线绕7匝，二次绕组用ϕ0.36mm漆色线绕18匝，一次电感为8μH。

DPA424R是高度集成离线式电源转换高压模块，片内集成了700V的大功率MOSFET，电源控制器及保护电路，具有高可靠性、自动恢复、过热关断保护特性。芯片广泛用于手机充电器、适配器、DVD播放器、LED驱动器。

DPA424R结构特点：内部集成有电流检测器；具有自动启动功能；定额PWM控制，有300kHz和400kHz两种开关频率可选用；输入电压范围宽为DC16～75V；电压控制模式，在不进行斜波补偿的条件下，占空比能达到0.75，同时提供5～10kHz的宽带环路电信号；还有过电压保护功能，并可实现同步整流、限流功能，可通过外部电路编程控制；支持正激式和反激式电路拓扑，具有独特的周期跳跃特点；采用滞后型过热关断，实现系统故障自动恢复。引脚功能及排列如图3-5所示。

1脚：控制脚。误差放大器及反馈电流输入端用于占空比控制、电源旁路及自动重新启动，补偿电容接此脚。

2脚：母线检测。过电压信号、欠电压信号、母线前馈信号、远程ON/OFF信号输入端。

图3-5 DPA424R的引脚排列图

3脚：限流功能外部控制。外部限流调节信号、远程ON/OFF信号的输入端。

4脚：内部输出源极，变压器一次侧控制电路。

5脚：开关频率选择。开关频率为400kHz，它与4脚相连，开关频率降为300kHz。

7脚：内部输出高压漏极。