1.2 开关电源的结构形式

1.2.1 反激式单晶体管变换电路

所谓反激式是指变压器的一次侧极性与二次侧极性相反，其基本电路如图1-3所示。如果变压器的一次侧上端为正，则二次侧上端为负。反激式变换器效率高，能提供多路输出，所以得到了广泛应用。但是在二次侧输出的电压中，有较大的纹波电压。为了解决这一问题，只有加大输出滤波电容和电感，但这样做的结果是增大了电源的体积。最近，开发人员发现利用小型LC噪声滤波器效果比较好。反激式变换器有两种工作模式：一种是完全能量转换，即变压器在储能周期t_on中储存的所有能量在反激周期t_off中传递输送出去；另一种是不完全能量转换，即变压器在储能周期t_on中储存的部分能量在反激周期t_off中一直保存着，直至等到下一个储能周期t_on。在脉宽调制开关变换器中引用完全能量转换模式，可以减少控制电路触发脉冲的宽度，但也会出现波形失真和调制困难等一些问题。

图1-3 反激式变换电路

反激式变换器是怎样工作的呢？当开关晶体管VT截止时（见图1-3），变压器一次侧所积蓄的电能向二次侧传送，这时变压器二次绕组下端为负、上端为正，二极管VD正向导通，导通电压经电容C滤波后向负载R_L供给电能。当变压器一次侧储存的电能释放到一定程度后，电源电压V_in通过变压器的一次绕组N₁向晶体管VT的集电极充电，N₁又开始储能。V₁上升到一定程度后，晶体管VT截止，又开始了新一轮放电。在充电周期，变换器的输出电压为V_o=（N₂/N₁）V_inD。

1.2.2 反激式双晶体管变换电路

开关电源的功率在200W以上时，不宜采用反激式单晶体管变换电路，这时可以利用反激式双晶体管结构，两管可用双极型晶体管或功率场效应晶体管。其中，场效应晶体管特别适用，无论是固定频率、可变频率、完全和不完全能量传递方式，还是电源价格比，用场效应晶体管代替双极型晶体管是首选方案。

反激式双晶体管变换电路的基本电路如图1-4所示。高频变压器TR₁的一次绕组通过两只场效应晶体管接到直流电源V_in上。两只场效应晶体管需要同时导通、同时截止，要达到目的要求通过两个相同相位但又互相隔离的信号，一般用一只双路输出的变压器TR₂。与前面介绍的反激式单晶体管变换电路一样，场效应晶体管导通时，只把能量存在磁路中；场效应晶体管截止时，磁能转化为电能送到负载中。二极管VD₁、VD₂是交叉连接的，这样可把过剩的能量反馈回电源V_in中，并把两只场效应晶体管都钳位在V_in电压水平上。所以，采用市电桥式整流的电路，可选用耐压为400V的场效应晶体管。

图1-4 反激式双晶体管变换电路

在图1-4所示电路中，变压器漏感起着重要作用。当VT₁和VT₂导通时，直流电压V_in加在变压器一次绕组N_P上。设绕组的同名端为正，那么输出整流二极管VD₃将正向偏置且导通，这样二次绕组中有电流流通，它的漏感为L_LS。在导通期间，变压器一次绕组的电流呈线性增加。

在导通末期，储存在变压器中可耦合到二次侧的磁场能量为I²_PL_LP/2。一旦VT₁和VT₂同时截止，二次绕组电流I_S降为零。然而，磁感应强度没有改变，则通过反激作用，变压器上所有的电压将反向。二极管VD₁、VD₂也导通，一次绕组在反激电压作用下使供电电源保持V_in值。由于绕组的极性反向，二次绕组感应出的反向电动势将导致整流二极管VD₃截止。二次绕组感应的电流为nI_P值时（n=N_P/N_S），储存在二次绕组的漏感L_LS中的能量反馈到电源V_in中，则一次绕组电压V_P降至二次绕组反射电压。此时，二次绕组电压等于C₃上的电压折算到一次绕组。通过设计使钳位电压小于供电电源电压V_in，否则，反激能量将回送到供电电源中。然而，在正常条件下，对于一个完善的能量变换系统，两只场效应晶体管刚截止关断时，储存在变压器磁场中的能量将转移到输出电容和负载上。在两只场效应晶体管截止关断的末期，新一轮周期将开始。

反激式双晶体管变换电路在任何条件下，两只场效应晶体管所承受的电压都不会超过V_in。VD₁、VD₂必须是超快速恢复二极管。因为这些元器件在电压超值时特别容易损坏，与反激式单晶体管变换电路相比，开关功率管可选用较低的耐压值。

反激开始时，储存在一次漏电感中的电能经VD₁、VD₂进行反馈，系统能量损耗小、效率高。当负载减小时，在电路导通期间，变压器一次绕组中储存过多的电能，那么，在下个周期反激时，将电能反馈至电源V_in，降低损耗。

反激式双晶体管变换电路与反激式单晶体管变换电路相比，高频变压器不需要反馈绕组。这对于生产商来说，有利于降低成本，缩小体积。

1.2.3 正激式单晶体管变换电路

如图1-5所示，正激式单晶体管变换电路的变压器纯粹是个隔离器件，它的一次侧分为两组N_1a和N_1b，中心抽头接输入电压的正极，两端分别接二极管VD_F和开关晶体管VT的集电极。二次绕组接整流二极管VD₁、续流二极管VD₂以及电感器L。正激式单晶体管变换电路是利用电感L储能及传送电能的。变压器的一次和二次绕组是相同的同名端，由于电感L的存在，它的电感反射到一次侧，使一次电感增大。

图1-5 正激式单晶体管变换电路

正激式单晶体管变换电路的工作原理是这样的：开关晶体管VT截止时，在电感的反激作用下，VD₂正向导通，导通后的电路通过电感L和负载R_L构成回路，这时电感上的电压等于输出电压V_o。电感L中存储的能量的大小将影响输出电压的峰值。由图1-5可知，电感电流等于峰值电流。当开关晶体管VT导通时，电源电压经变压器一次绕组向晶体管VT充电，这时变压器一次绕组N₁储能，而绕组N₂在二极管VD₂的作用下释放电能，结果VD₁导通，VD₂截止。VD₁向电感L供电，“感化”储能，输出直流电压。当晶体管VT截止时，电感器L积蓄的电能经二极管VD₂整流、LC滤波后，向负载供电。正激式单晶体管变换电路二次侧整流二极管与开关管集电极的电流是一致的。由电容滤波输出电压V_o=。正激式单晶体管变换电路的优点是铜损低，因为使用无气隙磁心，电感量较高，变压器的峰值电流比较小，输出电压纹波低；缺点是电路较为复杂，所用元器件多，如果有假负载存在，效率将降低。电源处于空载，也有一些损耗。它适用于低电压、大电流的开关电源，多用于150W以下的小功率场合。它还具有多台电源并联使用而互不受影响的特点，而且可以自动均压，而反激式却不能做到这点。

1.2.4 正激式双晶体管变换电路

正激式双晶体管变换电路（又称正激式双管变换电路）是在正激式单晶体管变换电路上再串联一只晶体管而组成的，这对于高压大功率的开关电源来说更加安全可靠。安全可靠是最大的效益，所以正激式双晶体管变换电路得到了广泛应用。

如图1-6所示，晶体管VT₁、VT₂在工作期间同时导通，或者同时截止。在导通时，电源电压V_in加在变压器TR₂的一次绕组N_P上。在这个工作周期里，电感L₁已经储存了电能，电流通过续流二极管VD₄后经电感器L₁向负载R_L供电。由于VT₁、VT₂的导通，变压器TR₂的一次绕组N_P向二次绕组N_S感应了电动势，整流二极管VD₃在正向电压作用下导通，便有电流I_L向负载R_L供电。但是，供电时间受到二次绕组漏感的影响，I_L继续保持。在此期间，流经VD₄的电流快速减小，直至VD₄转为截止。当VT₁、VT₂截止时，二次绕组电压反向，这时二极管VD₃很快截止。在电感L₁的反激下，VD₄进入导通状态，电流经VD₄、L₁向负载R_L供电。当I_L慢慢减小后，在变压器一次电压V_in的帮助下，VT₁、VT₂再次进入导通状态，这就是正激式双晶体管变换电路的电能转换过程。

图1-6 正激式双晶体管变换电路

1.2.5 半桥式变换电路

为了减小开关晶体管的电压应力，可以采用半桥式变换电路，它是离线式开关电源较好的拓扑结构。电容器C₁、C₂与开关晶体管VT₁、VT₂组成半桥式变换电路，如图1-7所示。桥的对角线接高频变压器TR的一次绕组。如果C₁=C₂，当电源V_in接通后，某一只开关晶体管导通，绕组上的电压只有电源电压V_in的一半。在稳定的条件下，VT₁导通，C₁上的电压V_in/2加在变压器的一次绕组上。由于一次绕组电感和漏感的作用，电流继续流入一次绕组黑点标识端。如果变压器一次绕组漏感储存的电能足够大，二极管VD₆导通，钳位电压进一步变负。在VD₆导通的过程中，反激能量对C₂进行充电。连接点A的电压在阻尼电阻的作用下，以振荡形式最后回到中间值。如果这时VT₂的基极有触发脉冲，则VT₂导通，一次绕组黑点标识电压变负，I_P电流加上磁化电流流经一次绕组和VT₂，然后重复前面的过程。不同的是I_P变换了方向。二极管VD₅对晶体管VT₁的导通钳位，反激能量再对电容C₁进行充电。

图1-7 半桥式变换电路

二次电路的工作过程如下：当VT₁导通时，变压器二次绕组电压V_S使VD₁导通，这与正激式变换电路的工作相同。当VT₁截止时，两个绕组的电压都下降。在二次电感L的反激下，储能继续向负载R_L提供电能。当变压器二次绕组电压下降到零时，二极管VD₂起着续流作用，二次电压V_S下降到零。在稳定的条件下，晶体管处于导通期间，通过L的电流增加；当晶体管关断截止时，L上的电流减小，这期间它的平均值等于输出电流I_o。输出电压为

由上式可知，通过控制占空比，在电源电压V_in和负载电流I_o发生变化时，可以保持输出电压V_o不变。

半桥式变换电路要求VT₁、VT₂具有相同的开关特性，但是即使是在相同的基极脉冲宽度的作用下，也很难保证两只晶体管导通和截止的时间相同。如果用这种不平衡的波形驱动变压器，将会产生偏磁现象，其结果将导致磁心产生磁饱和，从而降低了效率，严重时将导致晶体管烧毁。解决的办法是在一次侧加一只电容C₄。

1.2.6 桥式变换电路

桥式变换电路由4只开关晶体管组成，与前面介绍的半桥式变换电路相比，多了两只晶体管，如图1-8所示。在一个电子开关周期中，4只晶体管中每一条对角线上的两只管子为一组。它们的“开”和“关”与占空比有关。当给VT₁、VT₃以等量触发脉冲时，两只晶体管同时导通，等到触发脉冲消失后，两只晶体管又同时截止。电源电压经VT₁流入变压器一次绕组N_P，并经VT₃到电源负极。在这一过程中，变压器一次电流I_P逐渐升高。这时，变压器的二次侧得到感应电压，使整流二极管VD₁的电压上升，VD₂的电压下降。这一变化的快慢是由二次绕组N_S的漏感及二极管VD₁、VD₂的性能决定的。如果输出大电流、低电压时，工作频率的影响更大。由于变压器一次电能的增加，二次绕组的感应电流也跟着上升，二极管VD₂慢慢进入反向偏置状态，二极管VD₁却进入正向导通，电感L的电压紧跟着上升。L上的电感在反向电动势的作用下，对变压器的一次绕组进行“磁化”，“磁化”的结果是使VT₁、VT₃截止。VT₂、VT₄在V_in电压的作用下趋向导通，又开始了新一轮的“开”、“关”工作循环。桥式变换电路和正激式变换电路的输出电压相同。

图1-8 桥式变换电路

1.2.7 推挽式变换电路

图1-9 推挽式变换电路

在驱动脉冲的作用下，VT₁、VT₂交替导通、截止，如图1-9所示。当VT₁导通时，电源电压V_in加到变压器一次绕组N_1b上，VT₂的集电极通过变压器耦合作用承受2V_in的电压。二次绕组N_2a的上端为正。电流I_D1经VD₁整流和C滤波后送到负载R_L上。一次电流I_C1是负载电流折算到一次电流与一次电感磁化电流之和。VT₁导通时的一次电流随时间增加而增加，导通时间由驱动脉冲的宽度而定。VT₁截止是一次绕组储能和漏感共同作用的结果。VT₁的集电极电压上升，通过变压器绕组N_1a、N_1b的耦合，VT₂的集电极电压下降。当VT₂的集电极电压下降到零时，N_1a所储存的电能反馈到电源V_in中去。在反馈时，也反激到二次侧，使VD₂导通，将电能送到负载上。在运行中，如果VT₁、VT₂都处于截止状态，那么这段时间称为死区时间。在此期间，扼流圈L₁有一段保持电流时间，这时电流流向负载。二次侧的两个绕组和两只整流二极管形成一个完整的回路。推挽式隔离变换电路与其他形式的变换电路基本相同，但与正激式变换电路不同的是，它用两只管子进行推挽，变压器采用中心抽头连接，二次侧也是两相半波整流。因此，它相当于两个正激式变换电路工作的形式。这类变换电路比较复杂，尤其是变压器的一次和二次侧都需要两个绕组，但是它的利用率较高，效率高，输出纹波电压小，适合用于百瓦级至千瓦级的开关电源中。

推挽式变换电路由于使用两只晶体管，有时也会出现偏磁现象，出现这一现象是由两只开关晶体管的储存时间和开关时间的差异所致。加在变压器上的正、负电压的持续时间不同，经过几个周期的积累，就会出现单绕组励磁饱和现象和所谓的偏磁现象。在选用晶体管时，尽量使两只管子的技术参数保持一致。其次，在设计时，它的工作频率应≤100kHz。

1.2.8 升压式变换电路

升压式（Boost）变换电路，是开关电源拓扑的一种，也是LED驱动电源使用的一种，用途比较广泛。

1.升压式变换电路的基本原理

升压式变换输出电压V_o必须大于输入电压V_i。基本原理如图1-10所示。V_i为输入直流电压，V_o为输出直流电压，L为储能电感，S代表电子开关变换器，C为整流输出滤波电容。当电路通电初始时，电子开关S闭合，V_i便通过电感L，L中有电流通过，电压极性左正右负，这时整流二极管截止，电感L此时储能，电容C通过负载R_F放电；当电子开关S断开时，储能电感即将改变极性，变为左负右正，这时二极管VD导通，L上的电能经VD向负载R_F供电，同时对电容C充电，电子开关S在高频的作用下，输出电压V_o保持稳定。由图1-10可知输出电压V_o等于输入电压+电感电压-二极管的正向导通电压。

V_o=V_i+V_L-V_D≈V_i+V_L＞V_i

上式称为升压式变换式。

输出电压表达式

由上式可知，只有D大于0.5时，V_o才能大于V_i。

图1-10 升压式变换电路的基本原理图

2.升压式NJM2360驱动LED的应用

NJM2360是一种恒流驱动升压式开关电源，输入电压为3～5V，输出电压为12.6V，该电路对输出电压可进行恒流编程，对LED调节亮度，输入电源采用一节锂离子电池，电路直接驱动3～7只白光LED灯。电路的开关频率为1.5MHz，转换效率达86%。NJM2360可用于手机、笔记本电脑、GPS接收机、MP3播放器等。

由图1-11所示，NJM2360构成升压式LED恒流驱动电源，输入电压为3～5V，LED₁～LED₃是3只白光LED灯，可选用超高亮度的Ly551C3N白光LED，它的正向导通电压为2.4V，正常工作电流为20mA，发光强度为3200cd。输出整流二极管VD系用BK14型0.5A/25V肖特基二极管。R₃为电流取样电阻，它将决定LED的正向工作电流I_F，达到发光亮度调节的目的，以配合电路输出电压。

I_F=100mV/R₃

当R₃=6.67Ω时，I_F=15mA；当R₃=5Ω时，I_F=20mA。

利用直流输入电压的变化，可以改变LED电流I_F，从而达到改变LED发光强度和输出电压的目的。

1.2.9 降压式变换电路

降压式（Buck）变换电路，是LED驱动电源比较简单容易实现的一种变换电路，因此得到了广泛应用。

图1-11 NJM2360恒流驱动白光LED原理图

图1-12 降压式变换电路基本原理图

1.降压式变换电路工作原理

所谓降压式变换，是指输出电压V_o必须小于输入电压V_i。基本原理如图1-12所示，当电子开关S闭合时，输入电压V_i通过滤波电感L向电容C充电，另一部分向负载R_F提供电能，这时的续流二极管VD上正下负截止，电流在电感L上的电压左正右负。当电子开关S断开时，电感上的极性相反，续流二极管VD导通，电感上储存电压V_L通过VD反向负载R_F传送电能，使输出电压V_o＜V_i，故称为降压式。降压式变换电路的输出与输入电压的关系如下式所示：

式中，=D，上式转化为

V_o=ηDV_i

式中，D为占空比；η为变换电路效率，所以V_o＜V_i。

2.降压式LM3402HV驱动LED的应用

LM3402HV是一种降压式可调恒流输出LED驱动器，它可驱动大功率LED，输入电压范围较宽为DC 6～75V，属于高压型驱动器，驱动LED串联的电流为400mA，最大驱动电流达到500mA，每只LED的承受功率最大为1.2W。这种驱动IC由美国国家半导体公司（NSC）于2005年生产。

LM3402HV具有过热保护、过电流保护、负载开路保护，它的功率驱动由片内的MOS_- FET行使，最大驱动电流达1A，电源适用于路灯照明、汽车照明等领域，使用范围广，目前市场销售良好。

LM3402HV原理如图1-13所示。C₁、C₄分别为输入、输出滤波电容，滤除电源内部或来自外部的峰值谐波，C₂、C₅采用陶瓷电容，滤除噪声信号，C₆为自举升压电容，R₁为工作频率振荡电阻，当R₁=59kΩ时，振荡开关的开通时间为2.7μs。如R₁输入电压较低时，LM3402HV呈断开状态，起到低电压保护的目的。VD采用肖特基续流作用，L为储能电感，其电感量大小决定输出电流高低。R₂为电流检测电阻，当阻值为0.75Ω时，PWN脉冲延时220ns，它的精度极为重要，决定输出电流大小。图1-13所示的LED若采用白光时，其正向压降V_F为3.7V，LED的数量与V_F有关。例如，要设计一个背光源供电系统，背光源的发光颜色匹配应由3组LED灯串组成，使发光颜色处于最佳，这3种颜色分别是7只红光、14只绿光、7只蓝光LED，它们的工作电压V_F、工作电流I_F分别是2.3V/400mA、3.5V/350mA、3.5V/350mA，还要考虑LED的压降V_V=0.2V，所以3组LED灯串的输出电压V_o分别为

V_o（R）=7×（2.3+0.2）V=17.5V

V_o（G）=14×（3.5+0.2）V=51.8V

V_o（B）=7×（3.5+0.2）V=25.9V

可采用3片LM3402HV分别驱动3组LED灯串。

图1-13 LM3402HV降压式驱动白光LED原理图

1.2.10 升压/降压式变换电路

升压/降压式（Boost/Buck）变换电路，是将两种电源拓扑电路的优点融于一体。这种电路具有不连续工作模式，也就是电路的输入输出电流是断续的。输出电压和输入电压极性相反，幅度可变，另外变换电路只有一路输出，而且输入与输出不隔离。升压/降压式变换电路输出滤波电容的极性相反。

1.升压/降压式变换电路工作原理

升压/降压式变换电路工作原理如图1-14所示。脉宽调制信号从电子开关的门极G输入，当控制信号为正脉冲时，电子开关闭合，输入电压V_i通过电感L返回到电源负极，此时电感L处于储能周期，同时，电能也向电容C₂充电，给负载提供电流I_o；当信号脉冲为负时，电子开关断开，滤波电感L上的极性变反，二极管VD从截止变为导通，电容C₂向负载R_F放电，使负载长期有供电电流。但输出电压可大可小。

图1-14 升压/降压式变换电路原理图

2.升压/降压式LTC3783驱动LED的应用

由LTC3783构成的大电流驱动LED如图1-15所示。

LTC 3783是一种电流模式LED驱动器和升压、反激SEPIC（单端一次侧电感式变换电路）型控制器控制IC，常用于驱动一个N沟道功率MOS-FET和一个N沟道负载PWM开关，PWMIN不仅驱动PWMOUT，而且还将用于控制器GATE开关和误差放大器操作，可使控制器在PWMIN为低电平时储存负载信息，真正实现PWM负载开关操作，而不会发生过电压或欠电压问题。LED的调光比可通过数字方式来实现，以免在LED调光时出现彩色偏移现象。FBP脚与负载电流提供仿真调光。

图1-15 升压/降压式LTC3783驱动LED原理图

输出负载电流必须返回IC的VIN脚，任选恒流、恒压调节，才能对输出电流电压进行有效控制。

LTC3783组成的驱动8只1.5A LED电路，电路输入电压范围为9～36V，LED串联总电压范围为18～37V，若输入电压为20.0V、输出电压为36V、I_o=1.5A条件下，输出功率为54W，效率为93%，改变PWM的占空比，则可改变LED的工作电流。

LTC3783能提供恒定的色彩和大范围的调光比；能实现高功率LED的PWM调光控制，全集成负载驱动；能对模拟信号输入进行100∶1的调光；有恒定的电流、电压调节，片内的基准电压为1.23V，精度为1%；脉宽FB（反馈）电压范围为0～1.23V；电路还可利用外部电阻设置工作频率，可编程对输出电压保护和软启动等进行多功能控制。

图1-15所示的IC FBP脚上的0.05Ω电阻用作LED电流检测。电路的开关频率由FREQ脚连接的电阻R₄设置，频率范围50k～1MHz调定。OV/FB脚外部由电阻R₇、R₈分压，设置输出电压及对输出电压进行保护。改变电阻R₈的阻值即可改变过电压保护点。

1.2.11 单端一次电感式变换电路

图1-16 SEPIC式变换电路原理图

单端一次电感式（SEPIC）变换电路简单，但它具有反激式降压/升压作用，实际上它属于升压+降压/升压式变换电路，而电源效率优于反激式变换电路。变换电路适用于电池供电LED驱动电源。

1.电路工作原理

SEPIC式变换电路的工作原理如图1-16所示。电路包含两只电感L₁和L₂，两只电容C₁和C₂，开关管VT和整流二极管VD。当开关管VT闭合时，供电电压由L₁经VT形成回路，这时对电感L₁进行储能充电，由于C₂的阻隔，二极管VD截止，C₂放电，向负载提供电流I_o。当开关管VT断开时，L₂将产生反向电动势，使二极管VD从截止转向导通，这时供电电源上的电流由L₁经C₁、VD向负载提供电能，同时L₂上的电感电流I_L2沿着VD给负载供电，这时负载上的电流由两只电感提供双倍电流。这里L₁和开关管VT起着升压式变换的作用，而L₂和二极管起到反激式变换的作用。这种SEPIC变换电路可以使输出电压低于输入电压，也可以使输出电压高于输入电压，使用方便，转换简单。

电感L₂的作用是传递电能，并对电容C₁放电复位，C₁不仅有隔直的作用，它还是电能传递的一个电荷泵，它随着电子开关的作用进行充放电，将电能转移出去，起到“泵”的作用。

2.单端一次电感式LM3410的应用

LM3410是一种恒流输出LED驱动器，有两种工作频率，分别是525kHz和1.60MHz，输入电压为DC 2.7～5.5V，输出电压为DC 3～24V，输出电流可达1.5A，电源效率为88%，芯片具有软启动、PWM调光功能。LM3410采用电流调光适用于有机发光二极管（OLED）、高亮度发光二极管（HB-LED）、背光源驱动器及LED闪光灯驱动器各种LED驱动电源。

LM3410片内有驱动MOSFET，为调节控制LED亮/灭集成电路，还为LED驱动器各种保护回路。

图1-17所示为LM3410X驱动5×7串、并联LED灯的电路，它是SEPIC式变换电源，IC的3脚是PWM（脉宽调制）信号输入端，脉冲驱动的峰值电流I_P=1A，R₂是LED的正向电流设定值，其反馈电压V_FB应等于芯片内部的基准电压V_REF，即V_FB=V_REF=200mV。LED的正向电流I_F=25mA，正向电压V_F=3.3V，根据图1-17所示的LED的总电流I_LED=25mA×7=175mA，总压降为V_LED=3.3V×5=16.5V。L使用8.2μH/2A贴片电感。

图1-17 SEPIC式LM3410X驱动原理图

R₂=V_FB/I_LED=200mV/175mA=1.14Ω，R₂取1.15Ω。R₁为上拉电阻，R₁、R₂的阻值误差为±1%，C₁、C₂选用TDK生产的C2012/5ROJ106M系列陶瓷电容。

1.2.12 电荷泵式变换电路

电荷泵式变换电路，其实质是电容开关式变换电路，简称泵电源。它的特点是利用一只电容在开关频率作用下快速传输电能。这种变换电路输出电压可高于输入电压，也可低于或等于输入电压，其作用将列入降压/升压类别之中。

1.电荷泵式变换电路基本原理

开关电源中的电荷泵式变换电路的转换效率是最高的（可达到92%），电源的损耗最低（静态只有0.5W），其外围电路简单，还可实现倍压或多路倍压输出。图1-18所示为它的基本原理电路。VT₁～VT₄是4只模拟信号电子开关，电容C₁、C₂是在频率作用下的电容开关。两组开关交替导通和截止，实现电能转换。输入信号为正半周时，VT₁、VT₂导通，VT₃、VT₄截止，这时电容C₁充电，当充电电压达到电源电压V_i的90%后，VT₁、VT₂由导通变为截止。输入信号为负半周时，VT₃、VT₄导通，电容C₁的正端接地，负端接V_o，电容C₂向负载反向放电，形成C₁、C₂并联，使C₁的部分电能转移到C₂，并在C₂形成负电压，向负载输出。在模拟信号的作用下，C₁被不断地充电，最终使充电电压维持到输入电压V_i值。可见，C₁就是一个“充电泵”，所以C₁称为泵电容，由C₁、C₂构成泵电源。C₁、C₂应采用漏电流小、性能稳定的钽电容。

图1-18 电荷泵式变换原理图

2.电荷泵式CAT3224驱动LED的应用白光灯源

CAT3224是美国安森美半导体公司生产的产品，提供不同LED驱动调光类型。图1-19所示为电荷泵式所支持的闪光大电流调光照相电路。电路主要特点是运用超级电容发光二极管，这种新型的高强度LED驱动器CAT3224能承受高达4A的电流，以及为双单元超级电容供电。电路具有简单并行接口，激活3种完全独立的工作模式（闪光、充电和手电筒），每种模式的工作电流以外部电路3只电阻作简易编程。超级电容技术的峰值电流结合并行逻辑接口，使这种LED器件能替代氙气灯。

CAT3224有3条工作技术：超级电容驱动LED；精密的超级电容充电控制；电容放电为LED闪光管理以及手电筒提供恒流。电路具有热关断保护、过电压保护和外部电阻编程故障保护功能。处在闪光模式时，输出通道匹配每通道2A电流；手电筒模式时，输出通道匹配每通道200mA电流，满足各功能需要。

图1-19 电荷泵式CAT3224驱动LED原理图

CAT3224电荷泵式驱动器，支持高达百万像素照相机闪光，替代氙气闪光，配合纤维薄板设计、以超级电容为基础的LED驱动器相配备，还可提供高达10A的闪光大电流。现今500万像素或更高分辨率的照相机，为了在弱光下拍得高分辨率的照片，需要高亮度的闪光，CAT3224电源能满足各项技术性能的要求，这种电路是目前非常适用而又节能的照相机新设备。值得注意的是，电路所用的电池要用锂离子电池，允许电压范围为2.5～5.5V。超级电容C_T驱动LED闪光至充分亮度，能够提供高达10A的大峰值电流，满足闪光摄像的电流需要。

图1-19中C₁、C₂是电路输入输出电容，其中C₂为泵电容。R₃为信号反馈电阻，控制反馈量，以满足大电流输出的需要，同时还要当过电压出现时，进行保护。C_T是超级电容，向电路提供高达10A的闪光电流，是电路变换的核心元件。