第3章　5G无线技术

3.1　多址技术

5G将是一个全球标准。其覆盖的广域性、传输的高速性、连接的海量性和应用的多样性，使得空口技术必须具有相当的灵活性和应变能力。也就是说，5G的空中接口应该是一个标准，既多元又统一，可解决当代所有接入问题，灵活适配各种移动业务的无线信道，不管是自动驾驶要求的1ms低时延，还是3D全息影像拥有的Gbit/s超高速，或者是每平方公里几十万个物联网传感器的连接数，都能应付自如，真正做到“用无常道，事无轨度，动静屈伸，唯变所适”，使移动通信系统传统的网络能力问题不复存在。

多址接入技术是解决多用户进行信道复用的技术手段，是移动通信系统的基础性传输方式，关系到系统容量、小区构成、频谱和信道利用效率以及系统复杂性和部署成本，也关系到设备基带处理能力、射频性能和成本等工程问题。多址接入技术可以将信号维度按照时间、频率或码字分割为正交或者非正交的信道，分配给用户使用。历代移动通信系统都有其标志性的多址接入技术作为革新换代的标志。例如，1G的模拟频分多址接入（FDMA）技术；2G的时分多址接入（TDMA）和频分多址接入（FDMA）技术；3G的码分多址接入（CDMA）技术；4G的正交频分复用（OFDM）技术。1G到4G采用的都是正交多址接入技术。对于正交多址接入，用户在发送端占用正交的无线资源，接收端易于使用线性接收机来进行多用户检测，复杂度较低，但系统容量会受限于可分割的正交资源数目。从单用户信息论角度，LTE的单链路性能已接近点对点信道容量，提升空间十分有限。若从多用户信息论角度，非正交多址技术还能进一步提高频谱效率，也是逼近多用户信道容量上界的有效手段。

与4G相比，5G网络需要提供更高的频谱频率、更多的用户连接数。纵观历史，1G到4G系统大都采用了正交的多址接入技术，如图3.1所示。

面向5G，非正交多址接入（non-orthogonalmultiple access，NMA）技术日益受到产业界的重视。一方面，从单用户信息论的角度，LTE系统的单链路性能已经非常接近点对点信道容量，因而单链路频谱效率的提升空间已十分有限；另一方面，从多用户信息论的角度，非正交多址接入技术不仅能进一步增强频谱效率，也是逼近多用户信道容量界的有效手段；此外，从系统设计的角度，非正交多址接入技术还可以增加有限资源下的用户连接数。

5G必须在频域、时域和空域等已用信号承载资源的基础上，开辟或叠用其他资源，使得空中接口的无线信道具有足够的信息传输承载能力。由日本DoCoMo公司提出的非正交多址接入（Non Orthogonal Multiple Access，NOMA）、中兴公司提出的多用户共享接入（Multi User Shared Access，MUSA）、华为公司提出的稀疏码多址接入（Sparse Code Multiple Access，SCMA）、大唐公司提出的图样分割多址接入（Pattern Division Multiple Access，PDMA）等是典型的非正交多址接入技术，通过开发功率域、码域等用户信息承载资源的方法，极大地拓展了无线传输带宽，使之成为5G多址接入技术的重要候选方案。

3.1.1　非正交多址技术的概念和优势

空中接口承载用户信息的无线资源主要有频域、时域、空域、码域和功率域。前3种有子载波正交、接入循环前缀和适当空间距离等成熟技术保证多用户多址接入的独立性。后两种在多用户信息区分方面只能通过串行干扰消除（Successive Interference Cancellation，SIC）技术保证。由于码域和功率域无法保证叠加用户的正交，在移动通信系统中但凡用到后两种资源的都叫非正交多址接入技术。非正交多址接入是一种多资源混用技术，有5种资源同时应用的，也有3或4种资源应用的，技术难度各有不同，但理论上所有非正交多址接入技术都已达到了香农定理信道容量的极限。这说明非正交多址接入技术在满足5G设计理念和技术要求等方面，具有强大的竞争优势。

相比于正交多址技术，非正交多址技术能获得频谱效率的提升，且在不增加资源占用的前提下同时服务更多用户。从网络运营的角度，非正交多址具有以下3个方面的潜在优势。

（1）应用场景较为广泛。

非正交多址技术对站址、天面资源、频段没有额外的要求，潜在可应用于宏基站与微基站、接入链路与回传链路、高频段与低频段。而且，终端和基站基带处理能力的不断增强将为非正交多址技术走向实际应用奠定坚实的基础。

（2）性能具有顽健性。

非正交多址技术在接收端进行干扰删除/多用户检测，因此仅接收端需要获取相关信道信息，一方面减小了信道信息的反馈开销，另一方面增强了信道信息的准确性，使其在实际系统中（特别是高速移动场景中）具有更加顽健的性能。

（3）适用于海量连接场景。

非正交多址可以显著提升用户连接数，因此适用于海量连接场景。特别地，基于上行SCMA非正交多址技术，可设计免调度的竞争随机接入机制，从而降低海量小分组业务的接入时延和信令开销，并支持更多且可动态变化的用户数目。此时，有上行传输需求的每个用户代表1个SCMA数据层，在免调度的情况下，直接向基站发送数据。同时，接收端通过多用户盲检测，判断哪些用户发送了上行数据，并解调出这些用户的数据信息。

3.1.2　非正交多址接入系统模型和理论极限

由于通信系统的非对称性，上下行系统模型存在显著差别。上行通信系统是多点发送、单点接收，单用户功率受限，同时发送的用户数越多则总发送功率越高，发送端难以联合处理而接收端可以联合处理，相应的模型被作多接入信道（multiple access channel，MAC）；下行通信是单点发送、多点接收，总发送功率受限，同时接收的用户数越多则分给单用户的功率越少，发送端可以联合处理而接收端难以联合处理，相应的模型被称作广播信道（broadcast channel，BC）。由于系统模型和特点不同，上下行信道容量和最优传输策略也不相同。

1.上行多接入信道

上行高斯多接入信道的模型可以表示为。其中，xi（t）为信源Ui（i＝1，…，M）编码后的发送信号，满足E［xi（t）］≤Pi的功率约束，且多用户占用相同的带宽W；n（t）为加性高斯白噪声，其双边功率谱密度为N0/2；y（t）为接收信号。高斯多接入信道的容量是已知的，表示为

其中，U⊆｛1，…，M｝U。

以2个用户为例，基于式（3.1）可得到高斯多接入信道的容量，如图3.2中的折线所示。除明确上行多接入信道的容量界之外，满足容量的发送和接收策略也十分重要。在发送端，2个用户在相同的资源上发送各自随机编码后的调制信息，并在空口进行直接叠加。在接收端，为了达到图3.2中A、B两拐点的容量，可以采用串行干扰删除（Successive Interference Cancellation，SIC）接收机，即先将用户1（或用户2）的符号当作干扰，译码用户2（或用户1）的符号；然后删除用户2（或用户1）的符号，再译码用户1（或用户2）的符号。然而基于SIC的策略不能直接达到线段AB（不包含A点和B点）上的容量。若要达到线段AB上的容量，可通过在A点和B点间进行正交复用或者在接收端采用多用户联合最大似然译码的方式实现。

图3.2中的U点和V点分别代表用户1和用户2独占所有资源时的信道容量。对于时分多址正交系统，假设2个用户在时间T内分别占用T1、T2的时间传输，且在各自传输的时间里满足E［xi2（t）］≤Pi的功率约束，则信道容量为

对于频分多址正交系统，假设2个用户占用的带宽分别为W1、W2，且2个用户在各自频带内的信号功率谱密度与单用户独占带宽W时相同，则信道容量为

在此约束下，时分多址和频分多址正交的容量均如图3.2中的虚线所示。

进一步考虑借功率场景下的正交多址系统，即在时分多址时将功率约束放宽为，则用户i在传输时间Ti内，功率可提升至E［xi2（t）］≤Pi T/Ti，∀t∈Ti；类似地，在频分多址中，允许用户i在带宽Wi内发射全部的功率。这时时分多址和频分多址的信道容量分别为：

可以看到，在借功率场景下，时分正交多址和频分正交多址的容量均如图3.2中的弧线所示。可借功率的正交多址系统可以在C点达到多接入信道的和容量。然而，当2个用户的功率不对等（存在远近效应）时，如图3.3所示，虽然可借功率正交接入的C点和容量与多接入信道的A点和容量相等，但是C点所对应的R1≪R2，用户间公平性较差。

LTE采用正交多址接入技术，而且还要考虑实际系统和小区间干扰等因素，上行信道不采用借功率方案，因而仅能达到图3.2中虚线所表示的信道容量。若在5G系统中引入非正交多址接入技术，理论上频谱效率将有显著的提升空间。另一方面，虽然从上行多接入信道的角度，最优的发送策略是所有用户同时满功率发送，然而，实际的蜂窝通信系统是个复杂的干扰信道，且干扰不能完全消除，更多用户的同时发送将给相邻小区带来无法完全消除的干扰。因此，对于较多用户同时发送时的实际性能，还需要考虑系统设计和工程约束，并进行全面的评估与优化。

2.下行广播信道

下行高斯广播信道的模型可表示为y（t）＝x（t）+ni（t）（i＝1，…，M）。其中，x（t）为M个信源Ui联合编码后的发送信号，满足E［x2（t）］≤P的功率约束，带宽为W；ni（t）为第i个用户的加性高斯白噪声，其双边功率谱密度为Ni/2。在高斯广播信道中，多用户的信道质量可以排序，不失一般性假设N1≤…≤Nj≤…≤Ni≤…≤NM。因此，若一个用户i可以正确译码自身的信息，则信道质量优于用户i的其他任意用户j也能正确译码用户i的信息。因此，高斯广播信道是一种退化广播信道，其容量是已知的，可表示为

其中，αi是分配给用户i的功率比例，满足。

对于一般的退化广播信道，可以采用叠加编码（Superposition Code，SC）达到信道容量。而对于高斯广播信道，可通过发送端信号的直接叠加和接收端的串行干扰删除接收机来达到信道容量，具体地：给任意用户i分配一定的功率αi P；在译码时，将信道质量好于用户i的用户j（Nj＜Ni）信息当作干扰，同时对信道质量差于用户i的用户k（Nk＞Ni）信息译码并删除。

以2个用户为例，考虑不同的功率分配因子，基于式（3.6）可得到高斯广播信道的容量，如图3.4中的实线所示。下行正交多址的容量与上行正交多址的容量类似，如图3.4中的虚线所示。由于下行多用户的总功率受限，因此没有借功率的场景。

通过式（3.6）可以看到，如果没有远近效应，也就是所有用户的噪声方差相同，则在下行高斯广播信道下，非正交多址的容量与正交多址的容量相同；如果追求和容量最大的准则，则最优的策略是将所有功率分配给信道质量最好的用户，即图3.4中的A点。因此，在存在远近效应且考虑多用户公平性的实际场景中，非正交多址的理论容量优于正交多址，且能达到高斯广播容量限。

3.1.3　串行干扰消除SIC技术

为了满足5G系统的高频谱效率和高连接数目的需求，采用多个用户在相同资源单元上重叠发送的非正交多址接入方式很有必要，而这种接入技术的使用也完全是因为相关器件和非线性检测技术发展到了一定的水平，尤其是理论上基于SIC的非线性多用户检测，无论上行还是下行都能保证信道容量达到最佳。另外，在SIC检测方式中，因多用户处于不同的检测层，为了保证多用户在接收端检测后能够获得一致的等效分集度，就需要在发送端为多用户设计一致的等效分集度，而发送分集度的构造方式，可以在功率、空间、编码等多种信号域进行。可见，SIC技术在非正交多址接入方式中的重要性。

SIC技术是非正交多址接入方式接收端必备的技术，是一种针对多用户接收机的低复杂度算法。该技术可以顺次地从多用户接收信号中恢复出用户数据。在常规匹配滤波器（Matched Filter，MF）中，每一级都提供一个用于再生接收到的来自用户信号的用户源估计，适当地选择延迟、幅度和相位，并使用相应的扩频序列对检测到的数据比特进行重新调制，从原始接收信号中减去重新调制的信号（即干扰消除），将得到的差值作为下一级输入，在这种多级结构中，这一过程重复进行，直到将所有用户全部解调出来，SIC接收机利用串联方法可以方便地消除同频同时用户间的干扰。

图3.5为串行干扰消除检测器SIC接收机的原理结构框图，由n个用户信号排序模块和n级干扰消除模块组成。其中，每级干扰消除模块包括用户匹配滤波器、MF监测器和再生器三部分，再生器又包括多个功能。当接收天线将通过无线信道传输的包括多个用户信息和噪声的传输信号发送给SIC接收机时，SIC接收机首先通过用户信号排序功能模块将多用户信号按功率强弱依次排序，其次SIC接收机再通过多级干扰消除模块，从强信号到弱信号依次进行干扰消除。

如第1级干扰消除功能的主要步骤为：

（1）用户1匹配滤波器将多用户信号r（t）中功率最强的用户信号y1过滤出来；

（2）传统的MF监测器对y1做出正确判决，最后检测出用户信号bl；

（3）再生器根据用户1信号b1、估计幅度al、估计定时t1和扩频序列sl等再生出用户1的时域估计值gl；

（4）再生器从多用户信号r（t）中减去时域估计g1，生成新的已清除用户1信号干扰的信号r1（t）给第2级。

可以看出，第1级干扰消除模块已经检索出了信号强度最大的用户信号b1，由于b1是r（t）中功率最大的信号，具有最大信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR），很容易被第1级干扰消除模块检索。第2级干扰消除模块在收到第1级送来的已经清除用户1信号干扰的r1（t）多用户信号后，又重复第1级干扰消除模块的工作，同样检索出强度最大的用户2信号b2，并再生出已经清除用户2信号干扰的r2（t）多用户信号发给第3级。如此重复操作，直到将n个多用户信号b1、b2、…、b n全部分离出来。因为每1级都将该级用户信号作为干扰消除，再生器中估计并消除的是收到的能量最强的用户信号，而能量最强的信号是最容易被检测到的，所以SIC接收机能很方便地检测出所有用户信号。

在SIC接收机中，第1个用户信号的检测并不能从这种干扰消除算法中获益，但因为它是最强的信号，所以将它放在最前面进行检测也是最精确的。弱信号可以从这种干扰消除算法中获得最大好处。因此，接收信号必须按功率的大小由强到弱进行排序。SIC技术是消除多址干扰最简单、最直观的方法之一，性能上比传统检测器有较大提高，结构简单、实现容易，适合5G系统的设计要求，但因运算复杂度与用户数呈线性关系，同一资源单元上叠加的用户数不能太多。SIC接收机还存在每一级干扰消除都会带入一个比特的延迟、用户功率发生变化时系统需要重新排序、若初始信号比特估计不可靠则会对后级检测产生极大影响等缺点。

3.1.4　功率域非正交多址接入

功率域非正交多址接入（Power-domain Non-orthogonal Multiple Access，PNMA）是指在发送端将多个用户的信号在功率域进行直接叠加，接收端通过串行干扰删除，区分不同用户的信号。以下行2个用户为例，图3.6示出了PNMA方案的发送端和接收端信号处理流程。

基站发送端：小区中心的用户1和小区边缘的用户2占用相同的时/频/空资源，二者的信号在功率域进行叠加。其中，用户1的信道条件较好，分得较低的功率；用户2的信道条件较差，分得较高的功率。

用户1接收端：考虑到分给用户1的功率低于用户2，若想正确地译码用户1的有用信号，则必须先解调/译码并重构用户2的信号，然后进行删除，进而在较好的SNR条件下译码用户1的信号。

用户2接收端：虽然在用户2的接收信号中存在传输给用户1的信号干扰，但这部分干扰功率低于有用信号/小区间干扰，不会对用户2带来明显的性能影响，因此可直接译码得到用户2的有用信号。

上行PNMA的收发信号处理与下行基本对称，叠加的多用户信号在基站接收端通过干扰删除进行区分。其中，对于先译码的用户信号，需要将其他共调度的用户信号当成干扰。此外，在系统设计方面，上行、下行也有一定的差别。

NOMA是典型的仅有功率域应用的非正交多址接入技术，也是所有非正交多址接入技术中最简单的一种。由于NOMA采用的是多个用户信号功率域的简单线性叠加，对现有其他成熟的多址技术和移动通信标准的影响不大，甚至可以与4G正交频分多址技术（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA）简单地结合。在4G LTE系统多址接入技术中，每个时域频域资源单元只对应一个用户信号，由于时域和频域各自采用了正交处理方案，所以确定了资源单元就确定了用户信号，确定了通信用户，即4G消除用户信号间干扰是通过频域子载波正交和时域符号前插入循环前缀实现的。在NOMA技术中，虽然时域频域资源单元对应的时域和频域可能同样采取正交方案，但因每个资源单元承载着非正交的多个用户信号，要区别同一资源单元中的不同用户，只能采用其他技术。

图3.7为NOMA系统下行链路发收端的信号处理流程。基站中每个时域频域资源单元都承载了n个用户信号。为了区分这些用户信号，基站根据各登录用户上报的终端与基站间反映各用户信号传输中信道条件的相关信息，为这些用户发射的下行信号赋予强度不同的发射功率值，信道条件好的用户信号的下行发射功率弱，信道条件差的用户信号的下行发射功率强，从而使得终端设备接收到的信号强度和SNR恰好相反，信道条件差的终端接收到信号的强度和SNR高，信道条件好的终端接收到的信号强度和SNR低。根据SIC接收机原理，终端接收到n个用户信号后，按照先强后弱的顺序，可以方便、简单、正确地逐次检索出所有用户信号。

设在基站某扇区内有3个用户UE1、UE2、UE3，它们的信道响应分别为hl、h2、h3，信道对应的信噪比分别为20dB、10dB、0。显然，hl的信道质量最好、增益最高，因而SNR最大；h2的信道质量中等；h3的信道质量最差。下面根据NOMA原理来分析NOMA下行链路中基站和终端侧的基本工作过程。

基站侧：基站在对用户信号进行下行发射功率复用时，由于三用户与基站的信道质量不同，系统根据各自不同的SNR和相关算法分配给UE1的发射信号功率最弱，UE2的发射信号功率中等，UE3的发射信号功率最强。

UE1侧：当发射功率强度不同的3个用户信号同时进入UE1的SIC接收机时，由于强度高的信号最易被SIC接收机感知，若想正确解调出UE1信号，终端必先逐次对UE3和UE2信号解码、重构、删除干扰，并由终端UE1根据相关算法不断评估、比较UE1信道，在得到最好的SNR后，最后解码UE1信号并发送到下一级。

UE2侧：当发射功率强度不同的3个用户信号同时进入UE2的SIC接收机时，终端同样先对UE3信号进行解码、重构、删除干扰，并由终端UE2根据相关算法不断评估、比较UE2信道，由于UE2发射信号较强，在对UE3处理后，终端就能得到最大的SNR，所以终端将直接解码UE2信号并发送到下一级。

UE3侧：当发射功率强度不同的3个用户信号同时进入UE3的SIC接收机时，由于基站发送给UE3的信号强度最高，包括发给UE1、UE2的信号和其他干扰信号在内的所有信号都将受到压抑，信道的SNR很大，所以终端不需要其他处理，直接对UE3信号解码后送到下一级处理。

NOMA技术的发送端和接收端的处理过程简单直观、易于实现，是其最大的优点。

3.1.5　码域非正交多址接入

码域非正交多址接入（Code-domain Non-orthogonal Multiple Access）技术是指多个数据层通过码域扩频和非正交叠加后，在相同的时频空资源里发送。这多个数据层可以来自一个或多个用户。接收端通过线性解扩频码和干扰删除操作来分离各用户的信息。扩频码字的设计直接影响此方案的性能和接收机的复杂度是十分重要的因素。

1.多用户共享接入技术（MUSA）

MUSA是典型的码域非正交多址接入技术。相比NOMA，MUSA的技术性更高，编码更复杂。与NOMA技术相反的是，MUSA技术主要应用于上行链路。在上行链路中，MUSA技术充分利用终端用户因距基站远近而引起的发射功率的差异，在发射端使用非正交复数扩频序列编码对用户信息进行调制，在接收端使用串行干扰消除算法的SIC技术滤除干扰，恢复每个用户的通信信息。在MUSA技术中，多用户可以共享复用相同的时域、频域和空域，在每个时域频域资源单元上，MUSA通过对用户信息扩频编码，可以显著提升系统的资源复用能力。理论表明，MUSA算法可以将无线接入网络的过载能力提升300%以上，可以更好地服务5G时代的万物互联。

图3.8为MUSA系统上行链路发收端的信号处理流程。在终端，MUSA为每个用户分配一个码序列，再将用户数据调制符号与对应的码序列通过相关算法使之形成可以发送的新的用户信号，然后由系统将用户信号分配到同一时域频域资源单元上，通过天线空中信道发送出去，这中间将受到信道响应h n和噪声影响，最后由基站天线接收到包括用户信号、信道响应和噪声在内的接收信号。在接收端，MUSA先将所有收到的信号根据相关技术按时域、频域和空域分类，然后将同一时域、频域和空域的所有用户按SIC技术分开，由于这些信号存在同频同时用户间干扰，所以系统必须根据信道响应和各用户对应的扩展序列，才能从同频同时同空域中分离出所有用户信号。

设在基站同一小区，同一时域、频域和空域上有3个用户调制符号：用户1为“1010”、用户2为“1011”、用户3为“1001。基站根据小区用户登录信息，首先为在相同资源单元上的每个用户设置一个码序列：用户1为“100”、用户2为“110”、用户3为“111”。若MUSA对终端用户调制符号与用户码序列的算法定义为：每个用户调制符号位都与对应用户码序列异或操作，则操作后新生的用户发送信号为：用户1是“101100101100”、用户2是“111110111111”、用户3是“110111111110”。这3个用户发送信号经过各自的信道响应hl、h2和h3及噪声影响后，被基站天线接收，并送到SIC接收机，SIC再根据3用户各自的信道估计和码序列分别解调出它们的调制符号。

MUSA技术为每个用户分配的不同码序列对正交性没有要求，在本质上起到了扩频效果。所以，MUSA实际上是一种扩频技术，如上例中每比特信号扩频成3比特信号。需要指出的是，MUSA码序列实际上是一种低互相关性复数域星座式短序列多元码，当用户信道条件不同时，可以在一个相对宽松的环境下确定码序列，既能保证有较大的系统容量，又能保证各用户的均衡性，可以让系统在同一时频资源上支持数倍于用户数量的高可靠接入量，以简化海量接入中的资源调度，缩短海量接入的时间。所以，MUSA技术具有实现难度较低、系统复杂度可控、支持大量用户接入、原则上不需要同步和提升终端电池寿命等5G系统需求的特点，非常适合物联网应用。

总之，MUSA技术具有技术简单、实现难度较小、多址接入量大等优点。

2.稀疏码多址接入技术（SCMA）

低密码（Low Density Signature，LDS）是码域扩频非正交技术的一种特殊实现方式。LDS扩频码字中有一部分零元素，因此码字具有稀疏性。这种稀疏性使接收端可以采用较低复杂度的消息传递算法（Message Passing Algorithm，MPA），并通过多用户联合迭代，实现近似多用户最大似然的译码性能。

进一步，若将LDS方案中的QAM调制器和线性稀疏扩频两个模块结合进行联合优化，即直接将数据比特映射为复数稀疏向量（即码字），则形成了稀疏码多址（Sparse Code Multiple Access，SCMA）方案，如图3.9所示。稀疏码多址是一种基于码本的、频谱效率接近最优化的非正交多址接入技术，如图3.10所示。SCMA编码器在预定义的码本集合中为每个数据层（或用户）选择一个码本；然后基于所选择的码本，信道编码后的数据比特将直接映射到相应的码字中；最后将多个数据层（或用户）的码字进行非正交叠加。

SCMA工作原理与MUSA基本相同。发送端将来自一个或多个用户的多个数据层，通过码域扩频和非正交叠加在同一时频资源单元中发送；接收端通过线性解扩和SIC接收机分离出同一时频资源单元中的多个数据层。作为码域精髓的扩频码组码方式，SCMA完全不同于MUSA。众所周知，在码域非正交多址接入技术中，扩频码字设计直接影响多址技术的性能和SIC接收机的复杂度，SCMA采用的是低密扩频码。

SCMA在多址方面主要有低密度扩频和自适应OFDM（Filtered OFDM，F-OFDM）两项重要技术（见图3.11）。其中，低密度扩频是指频域各子载波通过码域的稀疏编码方式扩频，使其可以同频承载多个用户信号。由于各子载波间满足正交条件，所以不会产生子载波间干扰，又由于每个子载波扩频用的稀疏码本的码字稀疏，所以不易产生冲突，使得同频资源上的用户信号很难相互干扰。F-OFDM技术是指承载用户信号资源单元的子载波带宽和OFDM符号时长，可以根据业务和系统的要求自适应改变。这说明系统可以根据用户业务的需求，专门开辟带宽或时长以满足通信要求的资源承载区域，从而满足5G业务多样性和灵活性的空口要求。

设SCMA系统在时域有4个子载波，每个子载波扩频用的稀疏码字实际上跨越了6个扩频码，但每个子载波上只承载3个由稀疏扩频码区分的用户信号，即3个稀疏扩频码占用6个密集扩频码的位置，如图3.11A所示。其中，灰色格子表示有稀疏扩频码作用的子载波，白色格子表示没有稀疏扩频码作用的子载波，由于3个稀疏码字是在6个密集码字中选择的，这3个码字的相关性极小，而由这3个码字扩频的同频子载波承载的3个用户信号之间的干扰同样也很小，所以SCMA技术具有很强的抗同频干扰性。当然，系统是了解这个稀疏码本的，因而完全可以在同频用户信号非正交的情况下，把不同用户信号解调出来。系统还可以通过调整码本的稀疏度来改变频谱效率。

车联网业务要求端到端的时延为1ms左右，说明要求时域的符号时长很小；车联网业务的控制信息丰富，说明要求频域的子载波带宽较大。在物联网业务中，一方面要求较多连接场景的传感器传送的数据量较少，另一方面又要求系统整体连接的传感器数量较多。这说明既需要在频域上配置带宽较小的子载波，又需要在时域上配置时长足够大的符号。车联网和物联网业务将是5G系统最重要的业务，说明5G系统在时域和频域的承载资源单元上，可以根据接入网络的不同而变化。F-OFDM可为5G实现频域和时域的资源灵活复用，可以灵活调整频域中的保护带宽和时域中的循环前缀，甚至可以达到最小值，既可提高多址接入效率，又可满足各种业务空口接入要求。

SCMA的稀疏码技术和F-OFDM技术是其重要的优势，既可快速分离码域用户信号，又非常适应5G的多样性。

3.1.6　星座域非正交多址接入

对于非正交多址技术方案，PNMA是一种简单有效的办法。在信道容量推导中，要求发送信号为高斯调制，因此在不同功率分配下的多个信号直接求和仍然服从高斯分布。PNMA是实现容量最优的非正交多址方案。然而，LTE等实际系统一般采用正交振幅调制（Quadrature Amplitude Modulation，QAM），在某些功率分配下，多用户信号直接求和后的星座图将远离高斯分布，这会带来容量上的成形增益（Shaping Gain）损失。星座域非正交多址接入（Constellation-domain Non-orthogonal Multiple Access）是一种星座图可控的非正交多址增强方案，可以降低信号叠加带来的额外成形增益损失。

功率域非正交和星座域非正交是等效的方案。对于下行系统，功率域非正交是将多用户信息调制到星座图后进行叠加，而星座域非正交则是基于现有的星座图给不同的用户分配不同的比特。星座域非正交方案中的发送端星座图是固定可控的，因此除了理论上的成形增益外，发送信号的误差向量（Error Vector Magnitude，EVM）、峰均功率比（Peak-to-average Power Ratio，PAPR）也与单用户信号保持一致。此外，星座域非正交和功率域非正交的基带处理复杂度是近似的，但对于LTE系统，后者具有更好的后向兼容性。

星座域非正交方案的核心算法是多用户间的比特分配方式，如对于16QAM星座图的4个比特，哪些分给近端的用户，哪些分给远端的用户。对于高阶QAM调制而言，比特间有不等差错保护。以16QAM的I路（4PAM）为例，如图3.12所示，其两个比特的最小欧式距离是不同的，因而其差错抑制能力和对应比特所能承载信息的速率也是不同的。

3.1.7　图样分割多址接入技术（PDMA）

PDMA是一种可以在功率域、码域、空域、频域和时域同时或选择性应用的非正交多址接入技术，可以在时频资源单元的基础上叠加不同信号功率的用户信号，比如叠加分配在不同天线端口号和扩频码上的用户信号，并能将这些承载着不同用户信号或同一用户的不同信号的资源单元用特征图样统一表述。显然，这样等效处理将是一个复杂的过程。由于基站是通过图样叠加方式将多用户信号叠加在一起的，并通过天线发送到终端。这些叠加在一起的图样，既有功率的、天线端口号的，也有扩频码的，甚至某个用户的所有信号中叠加的图样可能是功率的、天线的和扩频码的共同组合的资源承载体，所以终端SIC接收机中的图样检测系统要复杂一些。

图3.13为PDMA下行链路工作原理的基本流程和特征图样的结构模式，当不同用户信号或同一用户的不同信号进入PDMA通信系统后，PDMA就将其分解为特定的图样映射、图样叠加和图样检测3大模块来处理。发送端首先对系统送来的多个用户信号采用易于SIC接收机算法的，按照功率域、空域或码域等方式组合的特征图样进行区分，完成多用户信号与无线承载资源的图样映射；其次，基站根据小区内通信用户的特点，采用最佳方法完成对不同用户信号图样的叠加，并从天线发送出去；最后，终端接收到这些与自己关联的特征图样后，根据SIC算法对这些信号图样进行检测，解调出不同的用户信号。

表面上，PDMA的特征图样是用户信号承载资源的一个统一单位，但本质上这些可以承载用户信号的特征图样却有可能是功率域、空域或码域等基本参量，要想统一管理这些不同参量，必须对它们定义一个统一参数“图样”，以方便PDMA系统参考。由于承载用户信号的图样之间没有正交性要求，所以PDMA的接收端必须使用SIC接收机。显然，只要PDMA能够简单快捷地换算出功率域、空域和码域与图样之间的关系，系统研究的就只是在相同的时频资源单元叠加和区分不同图样的问题了，原理与NOMA基本一样，硬件结构难度并非十分复杂。PDMA系统中的图样包括3个物理量，理论上PDMA的频谱利用率和多址容量可以达到NOMA的3倍以上。

其实，在PDMA中将功率域、空域和码域等图样叠加到时频资源单元上，形成新的用户信号承载资源单元，是根据一定模式来完成的。或者说，在时频资源映射中对多用户图样设计时，系统是依据功率域、空域和码域中不同信号域的特征采用不同映射矩阵来解决的。若设X为发送端的用户信号矢量，N为无线信道中的噪声矢量，Hch为无线信道响应矩阵，Hpdma为PDMA承载多用户信号中的图样叠加矩阵，而H＝（Hchι☉Hpdma）为无线信道响应和PDMA特征图样叠加矩阵复合后的等效信道响应矩阵。式中，“ι☉”表示两矩阵中对应位置元素的乘积操作，则接收端收到的信号矢量Y可以表示为

显然，公式（3.7）是一个典型的移动通信系统中无线信道的传输通用表达式。其中，Hch反映终端与基站间的无线信道质量的信道响应函数，可以通过寻呼终端反馈的相关信息获得；Hpdma是表述功率域、空域和码域等特征图样域的矩阵函数，若系统能分别设定功率域、空域和码域的Hpdma矩阵值，则PDMA在收到众多寻呼用户上报的信道响应数据后，只需要多加一道与Hpdma的运算过程，求出等效信道响应矩阵H，其他的工作与NOMA或MUSA就没有多少区别了。所以，PDMA技术表面上看比较复杂，通过公式（3.7）表述后，其复杂度就变得简单多了，但正确的Hpdma值并非轻易就可以得到。

PDMA支持所有信息承载资源的能力，使其具有超强的频谱资源利用率，这是其他技术不可比拟的优势。

3.1.8　非正交多址接入技术比较

NOMA是仅有功率域应用的非正交多址接入技术，采用的是多个用户信号强度的线性叠加，硬件结构简单，技术性不高，SIC接收机也不复杂，设备实现难度较低，是非正交多址接入技术中最简单的一种，对现有其他成熟的多址技术和移动通信的标准的影响不大，可以与4G OFDMA简单地结合。但功率域用户层不宜太多，否则系统复杂性将陡然增加，系统性能将快速下降。因设备结构和技术原因，系统的最大功率域强度值非常有限，功率域能够划分用户的层次数也不可能太多。所以，NOMA技术的频率利用率非常有限，与5G系统高速率、广覆盖、大容量、低时延、海量连接数的基本要求有一定距离，但其简单成熟的技术对5G系统规划设计多有帮助。

MUSA是仅有码域应用的非正交多址接入技术，通过对同一时频承载资源单元采用扩频编码技术，达到可以承载多用户信号的目的。虽然扩频技术是一种成熟技术，扩频码也是一种低互相关性复数域星座式短序列多元码，但由于扩频过程是在用户信号数据位上操作，扩频作用将会使用户信号码增加到扩频码数的倍数。所以，同时频承载资源单元的扩频用户数越多，扩频码本身的位数也将越多，通过扩频后的用户信号位数也将呈几何级数增加，不仅会影响无线传输中的有效数据传输率，还会增加系统处理扩频过程的负担和难度，降低系统的性能。虽然MUSA在同时频用户层数方面优于NOMA，但它是以降低系统性能为代价的，其技术的简单性也不失为5G的选择之一。

SCMA同样是码域应用的非正交多址接入技术，不同的是它采用的扩频码是一种可以使接收端复杂度降低的消息传递算法和多用户联合迭代法的稀疏码，同时SCMA还辅以FOFDM时频资源分配的自适应方式，可以灵活地调整时频承载资源单元的大小，不仅可以适应系统空口接入众多业务中的各种需求，还能够在一定程度上提高系统的频谱容量和多址接入效率。但因同是码域系统，同样存在MUSA的缺陷，尤其是稀疏码字以较多的扩频码倍数却只能换来较少的同时频用户层数。不过稀疏码的可调性，可帮助系统根据空口场景在用户数与系统性能之间平衡调整。显然，SCMA的整体性能要优于MUSA，其多址接入量和业务调整方式非常适应5G标准。

PDMA是可以在时频承载资源的基础上灵活应用功率域、空域和码域的非正交多址接入技术，理论上系统可以同时采用功率域、空域和码域，所以PDMA的多址寻址能力最强，信道容量最大，频谱利用率最高。虽然PDMA采用了等效信道响应函数H方式，但特征图样域矩阵函数Hpdma取值并不简单，当系统能够正确获取到终端与基站间的信道响应函数Hch值后，Hpdma就是决定H正确与否的唯一因素，特别是当系统同时取功率域、空域和码域中的任意1、2个图样域，甚至是3个图样域时，Hpdma值的准确度很难把握。所以，PDMA的技术性是所有非正交多址接入技术中最复杂的一种，还需要投入较大的研究力量。